Pourquoi ce circuit ne fonctionne-t-il pas pour une charge inductive?

J'utilise un circuit similaire pour contrôler la vitesse d'un ventilateur de 60 W CA en utilisant le contrôle de phase. Contrairement à un TRIAC , l'alimentation du ventilateur est donnée au début du cycle. Je pensais que cela minimiserait le bruit de commutation habituellement entendu dans les commandes TRIAC.

PWM est de 0 à 10 millisecondes. En faible PWM, le MOSFET chauffe beaucoup avec une charge inductive, mais pas avec une charge résistive . Un amortisseur utilisant un condensateur de 0,1 µF et des résistances de 100 ou 39 ohms est connecté entre la source du MOSFET et les broches de terre.

Que devrais-je faire?

Voir cet article Gradateur AC PWM pour Arduino sur les instructables, qui dit:

les problèmes commencent, car il alimente la grille du MOSFET, avec une tension qui est court-circuitée par ce même MOSFET. En d'autres termes, si le MOSFET est complètement ouvert, la tension continue provenant du redresseur est complètement court-circuitée. Par conséquent, il n'y aura plus de tension à mettre sur la grille et le MOSFET se bloquera à nouveau. Cet effet pourrait ne pas être aussi prononcé par un cycle de service faible (= lampe à faible intensité), en raison de la présence de C1, qui conservera sa charge pendant un certain temps et recevra une nouvelle charge grâce au cycle de service faible, mais à 25 -80% de cycle de service, la tension sur C1 ne peut plus être maintenue et la lampe peut commencer à clignoter. Ce qui est pire, c'est qu'à des moments où la tension sur la grille baisse, pendant un certain temps le MOSFET sera toujours conducteur, mais pas complètement saturé: il passera lentement de son 0 nominal. 04 Ohm de résistance à une résistance infinie et plus cela ralentit, plus la puissance à dissiper dans le MOSFET est élevée. Cela signifie beaucoup de chaleur. Les MOSFETS sont de bons commutateurs mais de mauvaises résistances. Ils doivent être allumés et éteints rapidement. Actuellement, le circuit s'appuie fortement sur D1 pour maintenir la tension sur la grille de T1 à des limites acceptables pendant que la tension oscille entre 0 Volt et Pleine crête. Au pic, la tension redressée est de 230x1,4 = 330V La tension redressée moyenne est de 230x0,9 = 207V

Si nous oublions l'effet de lissage du condensateur pendant un certain temps et supposons que l'optocoupleur est complètement ouvert, la tension moyenne sur le condensateur serait de 22/88 * 207 = 52 Volts et en pointe 22/88 * 330 = 83 Volts. Ce n'est pas le cas à cause de D1 et du fait que le MOSFET court-circuite la tension.

Si l'optocoupleur n'est pas en saturation et son impédance donc infinie, le condensateur C1 se chargerait jusqu'à la pleine tension redressée sinon pour D1. En moyenne, 3 mA circuleront à travers R3, R4 et R5 (207-10) / 66k, ce qui équivaut à une consommation électrique de 0,6 Watt dans les résistances R3, R4, R5

Tout d'abord, ce circuit ne peut pas être utilisé pour contrôler des charges inductives. T1 est commuté de manière asynchrone avec la fréquence du réseau, ce qui peut provoquer le passage d'un courant continu. La raison pour laquelle vous pouvez voir cet effet dans un faible PWM est que la tension aux bornes de D1 reste la même (10 V) à environ 90% de la plage de rapport cyclique. Ainsi, T1 conduit un peu plus longtemps que ce que vous attendez de PWM. À un rapport cyclique plus élevé, la tension chute et T1 commence à conduire suffisamment.

De plus, l'amortisseur dissipe la puissance sous forme de chaleur. Le snubber aura une efficacité différente à différentes fréquences. Vous devez choisir les valeurs de R et C en fonction des fréquences avec lesquelles vous souhaitez travailler.

Pour les inducteurs,

PWM est un interrupteur de type marche-arrêt et la coupure instantanée du courant d'alimentation de l'inductance générera une tension inverse énorme qui cassera très probablement votre MOSFET.

^{simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab}

Figure 1. Schéma dépouillé du chemin de courant essentiel avec MOSFET représenté par un commutateur et réorganisé pour plus de clarté.

La figure 1 peut aider à comprendre le problème.

• T1 est représenté par SW1.
• Lorsque L est positif et T1, le courant passe par D3 et D4 vers la lampe. (Figure 1b.)
• Lorsque L est négatif et T1, le courant passe à travers D2 et D5 de la lampe. (Figure 1c.)

Dans un circuit CC, la figure 1b aurait une diode de dérivation câblée en parallèle avec LAMP2 et pointant vers le haut (anode vers N). La figure 1c l'aurait pointée vers le bas (cathode vers N). Il devrait être clair que nous ne pouvons pas avoir la diode pointant dans les deux sens et donc nous ne pouvons pas utiliser une diode snubbing pour une charge inductive.

Vos options seraient d'utiliser un amortisseur RC, mais nous n'avons pas suffisamment d'informations pour vous aider.

Si vous l'utilisez pour piloter une charge inductive, vous êtes très susceptible de faire frire T1.

Lorsque le signal PWM devient faible, T1 tente d'interrompre le courant pendant que la charge essaie de le maintenir. Résultat: une haute tension sera induite jusqu'à ce que quelque chose se casse.

Vous pouvez utiliser un gros cul zener (diode à avalanche en fait) à travers le transistor comme amortisseur. Cela limitera la tension back-EMF de la charge à des niveaux sûrs.

Avoir une certaine capacité en parallèle avec la charge inductive serait bien aussi.

Ce gradateur délivre une tension alternative redressée qui est fondamentalement non filtrée DC. Un courant de charge inductif avec une source CC n'est limité que par la résistance de la bobine. Cela crée un courant élevé à travers les composants qui provoque une surchauffe et finalement la destruction du moteur et du Mosfet.