Quel est le problème avec ce simple SMPS?


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J'ai lu récemment sur l'électronique de puissance et comme un défi (et aussi un exercice d'apprentissage), j'ai conçu ma première alimentation à découpage - un convertisseur abaisseur dans ce cas.

Ma conception actuelle

Il est destiné à fournir 3,5-4,0 V (décidé par une source de référence de diode) et jusqu'à 3 A afin d' alimenter certaines LED d'alimentation avec n'importe quelle source CC, allant d'un chargeur USB 5 V à une batterie PP3 9 V. Je veux un approvisionnement efficace, car le chauffage et la durée de vie de la batterie seront un vrai problème (sinon je serais paresseux et utiliserais une diode 7805 +).

REMARQUE: j'ai déjà remarqué que j'avais la logique de commutation dans le mauvais sens, je dois permuter les connexions dans le comparateur ou utiliser !Qpour piloter les MOSFET.

Mon choix de MOSFET au lieu de BJT était dû aux pertes de puissance dans un BJT et aux problèmes thermiques qui en découlaient. Cette décision d'utiliser des MOSFET sur des BJT / IGBT en raison d'une meilleure efficacité est-elle le bon appel?

Plutôt que d'utiliser une puce PWM comme le suggèrent de nombreux forums d'amateurs, j'ai décidé d'utiliser une combinaison comparateur / horloge / verrou pour basculer rapidement entre "charger" et "décharger". Y a-t-il un inconvénient particulier à cette approche? Le verrou CMOS (une bascule D-flip) copie les données vers les sorties sur le front montant des impulsions du générateur d'horloge (un inverseur CMOS Schmitt + rétroaction).

Le choix des constantes de temps / fréquences de coin pour l'horloge et le passe-bas abaisseur (10-100 kHz et 10 Hz respectivement) est destiné à prendre en charge la petite approximation d'ondulation tout en permettant également au condensateur de sortie de se charger dans un laps de temps raisonnable à partir de la mise sous tension. Est-ce le bon ensemble de considérations pour décider des valeurs de ces composants?

De plus, comment pourrais-je calculer la valeur de l'inductance? Je suppose que cela dépend du courant de sortie typique et de la valeur du condensateur passe-bas, mais je n'arrive pas à comprendre comment.

[Éditer:]

Dans le passé, j'ai utilisé la paire MOSFET montrée (en plus du logiciel PWM) pour créer des ponts en H pour la commande de moteur bidirectionnelle à vitesse variable - et aussi longtemps que je gardais la période PWM beaucoup plus longue que le temps de commutation MOSFET , le gaspillage d'énergie dû au court-circuit pendant la commutation était négligeable. Dans ce cas cependant, je vais remplacer le N-mosfet par une diode Schottky car je n'ai jamais utilisé de diode Schottky auparavant et je veux voir comment ils se comportent.

J'utilise un simple onduleur + combo RC pour fournir le signal d'horloge car je n'ai pas besoin d'une fréquence particulièrement cohérente ou précise tant qu'elle est considérablement plus élevée que la fréquence d'angle haute du buck-boost.

[modifier II:]

  • Je l'ai construit sur une planche à pain et à ma grande surprise, il a fonctionné immédiatement sans aucun problème, et avec une efficacité d'environ 92% (par rapport aux 94% que j'avais calculés à partir des pertes de commutation / composants).

  • Notez que j'ai omis la résistance dans l'étage de sortie, par paresse - je ne me souviens pas non plus pourquoi je l'ai placée là en premier lieu.

  • J'ai omis la diode inverse parallèle au P-MOSFET et j'ai également utilisé une diode Schottky 1N5817 (note: note 1A) à la place du N-MOSFET. Il ne chauffe pas assez pour que mes doigts le remarquent. J'ai cependant commandé une diode de qualité supérieure pour l'assemblage de l'unité finale, qui fonctionnera à pleine charge.

  • J'ai accidentellement fait sauter le comparateur LM393 lors des tests, mais un LM358AN a pris sa place tout de suite sans aucun problème.

  • Comme je ne trouve aucun logiciel de conception de circuit + de mise en page / routage décent qui fonctionnera sur Arch Linux x64 (ou même d'installer, dans le cas d'un logiciel Linux natif), je l'ai manuellement mis en page de sorte qu'il ne fonctionnera probablement pas au moment où il est soudé ... Mais cela ne fait qu'ajouter au "fun" je suppose!

  • Valeurs des composants utilisés: Clock gen {1kR, 100nF}; Sortie Buck {330uH, 47uF}; Condensateur d'entrée [non illustré] {47uF}; P-MOSFET {STP80PF55}; N-MOSFET {diode Schottky à la place, 1N5817 - à remplacer par> = version 3A}; CI {40106 NXP, 4013 NXP, LM358AN}


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Il s'agit d'un "convertisseur hystérétique" - il s'appuie sur l'hystérésis en sortie pour assurer la stabilité (en quelque sorte :-)). Ils peuvent très bien fonctionner dans la pratique. Beaucoup de gens ne les connaissent pas et certains ont du mal à croire qu'ils peuvent bien fonctionner. Dans ce cas, l'hystérésis est fournie par la décharge de l'inductance dans le capuchon de sortie après la fermeture de l'interrupteur, de sorte que Vout s'élève légèrement au-dessus du notionnel. c'est-à-dire que l'amplitude de l'ondulation de sortie à l'entrée du comparateur fait partie intégrante de l'opération. Regardez la comparaison sur une portée. Il est susceptible d'être chaotique en fonction des valeurs constantes d'horloge à temps.
Russell McMahon

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Pour vraiment souffler vos minutes et / ou ouvrir vos filtres mentaux, retirez l'horloge et la bascule et utilisez le comparateur pour piloter directement les MOSFET (en tenant dûment compte de l'adéquation et de la polarité du lecteur). Ça marche! MAINTENANT regardez Comparator_out sur une portée !!! | En choisissant soigneusement les MOSFET Vgsth, vous pouvez arranger une bande morte moyenne où un MOSFET s'éteint avant qu'il n'y ait assez de tension pour allumer l'autre. Vous pouvez réduire les tensions avec des résistances, mais avoir ensuite des problèmes de vitesse d'entraînement - assez souvent, comme d'autres le disent, la traversée est suffisamment faible pour être acceptable.
Russell McMahon

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Un pilote de porte très simple qui a une bande morte inhérente peut être fabriqué à partir d'une paire bipolaire PNP / NPN et rien d'autre. Rejoignez les bases. Rejoignez les émetteurs. Collecteur NPN à V +. Collecteur PNP à V-. Conduisez l'entrée aux bases. Sortie d'entraînement des émetteurs. Cela vous donne un entraînement à courant élevé et une bande morte moyenne ~ ~ 2 x Vbe. Peut ajouter la sortie R de quelques émetteurs Ohms aux portes FET pour RÉDUIRE le courant de commande de la porte. J'utilise des paires BC337 / 327 (ou BC807 / 817) pour cela, permettant des commandes de porte FET de presque un pic d'ampli.
Russell McMahon

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La raison pour laquelle vous n'obtenez pas de rétroaction continue et de fonctionnement linéaire est que lorsque le FET se coupe, l'énergie dans l'inductance continue de fournir de l'énergie à la charge et Cout et Vout continuent d'augmenter (légèrement). Le degré de tension d'ondulation de cette source fait partie de ce qui régit le temps de rallumage. Il y a longtemps, des gens se sont opposés amèrement à l'idée que ce soit un moyen adéquat de contrôler la rétroaction. C'est :-). Le signal de commutation est approximativement chaotique - très différent de ce que vous voyez habituellement. |
Russell McMahon

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Si vous utilisez 2 MOSFETS avec temps mort (ou peu importe), placez un petit Schottky bon marché sur un FET inférieur. Cela se déroulera selon les besoins et permettra au timing du FET inférieur d'être moins critique. Comme la diode ne gère que la commutation de bord d'attaque et peut-être le bord de fuite, elle peut être évaluée bien en dessous du courant à pleine charge. Vous verrez cela se faire dans des alimentations chinoises 12 V à flyback pour ordinateur portable, même pas cher - et PAS fait dans les prix les plus bas. Si vous n'ajoutez PAS le Schottky externe, la diode de corps FET conduira quand / si nécessaire mais avec des pertes élevées.
Russell McMahon

Réponses:


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Oui, il y a des problèmes de stabilité et un bref moment où les deux FET sont activés, mais la beauté de l'utilisation d'un FET sur la partie déroulante du circuit (c'est-à-dire un convertisseur abaisseur synchrone) au lieu d'une diode schottky est la suivante: -

  1. Quel que soit le rapport cyclique de votre PWM, la tension de sortie reste constante en tant que fraction de la tension d'entrée - vous utilisez en fait les L et C sur la sortie comme filtre passe-bas pour une entrée d'onde carrée.
  2. Quelle que soit la charge que vous avez connectée, à condition que les FET soient à faible résistance, dans la mesure où vous n'avez pas besoin de modifier le rapport d'espace de marquage PWM.
  3. Il sera plus efficace sur des charges plus lourdes qu'un régulateur abaisseur non synchrone, mais l'inconvénient est que sur des charges légères, il sera moins efficace car vous avez besoin de courant pour piloter le FET du canal N en raison de la capacité de la porte.

Je préconiserais également la construction d'un générateur de dents de scie à minuterie 555 comme base de votre système. Quelque chose comme ça: -

entrez la description de l'image ici

Je l'introduisais ensuite dans un comparateur rapide, puis j'utilisais la sortie du comparateur pour piloter les deux FET. Les deux transistors FET peuvent être "séparés par le temps" avec un petit retard RC sur la sortie du comparateur - la sortie non retardée et la sortie retardée alimenteraient une porte ET pour l'un des entraînements de porte et la même chose pour l'autre entraînement de porte mais en utilisant une porte NOR. Prévoyez peut-être un délai de 50ns.

Ce que vous obtenez est un convertisseur abaisseur synchrone à moitié décent qui a juste besoin d'une entrée sur l'autre entrée de comparateur pour obtenir les changements de cycle de service requis. OK jusqu'à présent? Ensuite, vous pouvez appliquer une boucle de commande simple qui abaisse la 2e entrée du comparateur à mesure que la tension d'entrée augmente. Faites fonctionner cela, puis appliquez une autre petite boucle de contrôle qui régule réellement le PWM avec un courant de charge modifie un peu et cela fonctionnerait probablement et sans rétroaction négative impliquée.

Ensuite, comme touche finale, et avec soin et subtilité, appliquez une boucle de contrôle globale pour maintenir la sortie mieux stabilisée mais rappelez-vous, avec un sync buck, vous pouvez à peu près obtenir des performances stables à moitié décentes sans boucles de contrôle qui utilisent une rétroaction négative - si vous veulent suivre cette approche, je peux le recommander.

Cependant, pour moi, je ferais simplement appel à la technologie linéaire et j'obtiendrais l'appareil qui fait déjà le travail.


Je suis curieux de savoir quel avantage le circuit 555 aurait sur la conception de mon onduleur dans cette application - la fréquence d'oscillation réelle peut être désactivée de près d'un ordre de grandeur sans causer beaucoup de problème, de sorte que la précision du 555 n'est pas nécessaire, également le circuit 555 a un nombre de pièces plus élevé. Alors que je préfère généralement utiliser deux MOSFET (avec une période pwm considérablement plus longue que le temps de commutation MOSFET), j'ai opté pour la diode Schottky simplement car je n'en ai jamais utilisé une auparavant et je veux voir comment elle se comporte. Mes anciens dispositifs de commutation d'alimentation (contrôleurs de moteur) fonctionnent toujours bien avec deux MOSFET.
Mark K Cowan

De plus, bien que les appareils à technologie linéaire soient presque certainement plus précis que ma conception, ils ont un nombre de pièces similaire, et je le fais en partie comme exercice d'apprentissage (donc pas de pilote PWM à puce unique). Je vais ajouter Linear Technologyet leur site à mon cahier, merci!
Mark K Cowan

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@MarkKCowan L'approche globale est discutable autrement que comme un exercice d'apprentissage, donc ne sachant pas ce que vous vouliez apprendre, j'ai ajouté l'idée 555 mais il y a une raison importante derrière cela. Votre oscillateur produit une onde carrée mais vous pouvez utiliser la tension sur le condensateur mais c'est (A) une rampe non linéaire et (B) a des seuils d'amplitude non définis qui peuvent dériver lorsque l'appareil se réchauffe mais écoutez mec, vous faites comme vous vous sentez bien. Non-linéarité et seuils imprévisibles - rappelez-vous simplement où vous l'avez entendu pour la première fois LOL.
Andy aka

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Le circuit 555 est utilisé pour produire une belle rampe lisse pour la génération PWM. Il n'est pas utilisé pour sa précision de fréquence; il vous permet de transformer une tension analogique en un rapport cyclique variant en douceur.
alex.forencich

Une autre caractéristique des convertisseurs synchrones (qui peut ou non être un avantage) est qu'ils peuvent transférer de l'énergie dans les deux sens. Pratique si vous souhaitez effectuer une rupture régénérative.
Peter Green

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Le problème principal avec ce schéma est qu'il y aura un moment pendant la commutation où les deux MOSFETS conduiront le courant et ensuite court-circuiteront la source d'alimentation. En règle générale, ce moment est court et ne brûlera pas les MOSFET, mais l'efficacité sera affectée et il y aura de fortes surtensions dans la source d'alimentation.

Remplacez le MOSFET inférieur par la diode Schottky en sens inverse.

Oui, l'utilisation d'un MOSFET peut augmenter l'efficacité, mais le schéma a besoin d'un pilote spécial pour rendre le temps mort entre la commutation des transistors.


J'avais juste la même idée des réponses à la question ci-dessous avant de lire votre réponse! Un interrupteur passif (par exemple la diode Schottky) a une tonne de sens maintenant que vous le mentionnez et vous fera également baisser le prix total! Merci! [ electronics.stackexchange.com/questions/57468/…
Mark K Cowan

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J'utilise pour calculer les smps sur http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps_e/smps_e.html

J'ai déjà conçu des convertisseurs flyback et buck pour l'éclairage LED en utilisant ce site Web, et c'était à chaque fois la meilleure solution. Vous y trouverez la dimension pour la bobine dont vous avez besoin (noyau et enroulement).


J'ai prévu d'utiliser mes connaissances en physique pour créer un programme de conception SMPS quand j'aurai le temps ... Merci pour ce site, c'est une mine d'or d'idées!
Mark K Cowan,

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Je pense qu'une meilleure approche pour générer le signal PWM consiste à créer une boucle de contrôle appropriée. Il n'est pas clair pour moi que votre circuit se stabilisera réellement où vous le souhaitez.

Ce que vous devez faire est de construire un simple contrôleur P ou PI. Prenez votre tension de sortie et votre tension de référence et passez-les dans un amplificateur différentiel pour obtenir une tension d'erreur. Ensuite, exécutez-le via un potentiomètre pour pouvoir régler le gain. Si vous voulez le rendre plus précis, faites-le passer par un autre pot, un intégrateur, puis placez les deux dans un amplificateur sommateur. Cela vous donnera une sortie proportionnelle à l'erreur et à l'intégrale de l'erreur, avec des gains réglables. Ensuite, vous exécutez cela sur une entrée d'un comparateur. L'autre entrée du comparateur serait une onde triangulaire d'un oscillateur de relaxation. La sortie du comparateur piloterait les MOSFETS, peut-être avec un pilote MOSFET et peut-être une logique supplémentaire pour empêcher la traversée. Vous'


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L'idée est qu'il va générer un joli signal PWN. Vous ne voulez pas seulement regarder le signe de l'erreur, vous voulez voir combien il est éteint. La correction lorsque vous êtes hors de 1% est très différente de lorsque vous êtes hors de 50%. Si tout ce que vous regardez est le signe, vous obtiendrez des résultats étranges. De plus, l'onde triangulaire sera comparée à une version amplifiée du signal d'erreur. Sans l'intégrateur, la tension fléchira légèrement sous charge car le niveau requis pour générer le rapport cyclique requis sera plus faible. L'intégrateur nettoiera cette erreur sur une plus longue période.
alex.forencich

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@MarkKCowan - La topologie du convertisseur abaisseur synchrone (avec commutateurs côté haut et bas) que vous avez ou avez est probablement aussi bonne que si Vin n'est pas beaucoup moins que Vout. Pour de très grandes différences - disons 4: 1 +, vous pouvez être mieux avec un convertisseur qui convertit vers le bas suivi d'un étage abaisseur - cela peut toujours utiliser un seul commutateur avec le convertisseur abaisseur étant "passif". Mais pour ce que vous faites, cela semble bon. À des courants élevés, le FET inférieur plutôt qu'une diode peut faire une différence substantielle. J'ai récemment acheté un convertisseur chinois 24V à 12V @ 20A pas cher et hier soir, je l'ai démonté pour ...
Russell McMahon

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... voyez ce qu'ils ont fait. Il utilise un TL494 plus 2 FET parallèles comme interrupteur supérieur (pour obtenir le courant nominal requis) et une double diode inférieure Schottky. Ceci est évalué à une baisse d'environ 0,6 V à 20 A ou 12 W à 240 W (12 x 20 A) ou une perte d'efficacité de 5% juste dans la diode. Diode efficace = V / I = 0,6 / 20 = 30 milliOhm. Bien que ce soit un résultat raisonnable, un FET à 10 milliOhm serait facile à obtenir et 5 ou même 1 FET de milliOhm sont disponibles à des prix qui ne cassent pas complètement. Un FET de 5 mO réduit la perte de «diode» de 5% à moins de 1%. ...
Russell McMahon

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... | L'utilisation d'un contrôleur optimisé et d'un pilote approprié aiderait MAIS le pilote à 2 transistors bon marché fait un travail OK. Dans de nombreux cas, vous devriez être en mesure d'obtenir une efficacité de 95% dans le monde réel et dans certaines applications de haute puissance assez difficiles, les gens revendiquent 98% +. Ces rendements élevés sont généralement associés à un mélange optimisé de Vin, Vout et de puissance - éloignez-vous du point de conception optimisé et il chute. Vous pouvez le voir dans de nombreuses fiches techniques et notes d'application où une courbe atteindra un pic à 95% + mais vous pouvez vous attendre à beaucoup moins ailleurs dans le «paysage» opérationnel.
Russell McMahon

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L'utilisation d'un FET seul comme commutateur inférieur signifie que la synchronisation de commutation doit être «juste». En mettant en parallèle un Schottky de valeur inférieure à travers le FET inférieur, la diode traitera les bords qui ne sont pas parfaitement synchronisés et le FET gère la majeure partie du temps x actuel. Le Schottky peut être bien moins bien noté que s'il était utilisé seul, car il ne gère que les événements transitoires à une ou aux deux extrémités de la période d'activation.
Russell McMahon
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