Problème de stabilité dans opAmp à gain unitaire

Dans le cadre d'une alimentation électrique contrôlée pour les tests de matériel en boucle pour un projet piloté par un étudiant, j'ai dû développer un tampon de courant (suiveur de tension) qui pourrait générer jusqu'à 1 A.

J'ai eu la (mauvaise) idée d'essayer d'implémenter ce circuit simple:

Le PMOS à l'intérieur de la boucle de rétroaction agit comme un onduleur (plus de V_gate, moins de V_out), et c'est pourquoi la boucle se ferme dans la borne POSITIVE de l'opAmp au lieu du négatif.

Dans le laboratoire, j'ai réglé VREF = 5V et VIN = 7V. Je devrais alors obtenir 5V à VOUT, mais j'obtiens cette sortie hors de contrôle VOUT:

Et c'est le signal de contrôle (sortie d'opAmp, connecté à la grille du MOSFET)

Je trouve des comportements similaires sous différents VREF, VIN et Rloads. Notez également que la sortie de l'opAmp n'est saturée par aucun des rails.

Mon hypothèse est que le gain de la boucle est trop élevé pour maintenir la stabilité de l'opAmp.

J'ai une certaine expérience dans les systèmes de contrôle et les amplificateurs opérationnels, mais je ne sais pas comment les appliquer pour résoudre cette situation ...

Est-il possible d'appliquer un réseau à déphasage pour stabiliser la boucle?

J'apprécierais à la fois des "hacks rapides" ou des réponses pédagogiques!

C'est très simple - utilisez un FET à canal N et utilisez-le comme suiveur de source. Vous pouvez même utiliser un BJT. Celui ci-dessous a un gain en raison de la rétroaction 3k3 et du 1k à la masse de -Vin. Si vous ne voulez pas de gain, connectez la sortie directement à -Vin et omettez le 1k.

Un tampon de gain unitaire à la sortie d'un ampli-op est soit un émetteur suiveur, soit un suiveur source. C'est aussi simple que cela - retour de l'émetteur / source vers l'entrée inversée de l'ampli-op.

De plus, étant donné que la tension source / émetteur "suit" le signal de sortie des amplificateurs opérationnels, les effets de charge grille / base sont minimes, donc lorsque vous utilisez un MOSFET, vous n'avez pas à vous soucier de la capacité de la grille.

Pensez-y raisonnablement - Analog Devices ou TI ou MAXIM of LT - leur équipe marketing ne se réveillera pas un matin et ne dira pas à leurs concepteurs - pourquoi ne pouvez-vous pas concevoir un ampli-op qui permet à quelqu'un d'ajouter une étape de gain sur et attendez-vous à ce qu'il soit stable. S'ils le faisaient, les concepteurs diraient qu'ils devraient réduire les performances de l'ampli-op pour qu'il soit stable - comment cet ampli-op pourrait-il rivaliser sur le marché contre tous les amplis-op qui prennent la bonne voie et continuer à construire ce qu'ils sont bons.

Votre ampli op oscille car votre gain en boucle ouverte est supérieur à 1 à une fréquence à laquelle le déphasage est de 180 °.

L'ampli op de votre circuit entraîne une charge presque entièrement capacitive - la porte du MOSFET.

Il existe de nombreuses façons de corriger cela en utilisant simplement une résistance bien placée ou un condensateur. Il peut être préférable d'utiliser une résistance série ou un shunt RC parallèle, ou une paire RC de rétroaction - tout dépend du circuit particulier en question.

Voir à ce sujet cet excellent article d' Analog Devices .

REMARQUE: ce message a été largement modifié pour ajouter de la profondeur et de la clarté. Lors de la composition de la réponse originale, de nombreux détails ont été pris en compte qui n'ont pas été inclus pour rester bref. Ici, la peau est arrachée du processus de diagnostic et de solution pour montrer ce qui se passe sous la surface et ajouter de la substance. Considérez-le comme une sorte de journal d'analyse. Je laisse la réponse originale intacte pour les modifications transparentes, ajoutant des détails dans et après l'ancien texte.

Comme cela a été souligné, l'impédance de sortie du LM358 interagit avec du FET pour placer un pôle à environ 20 kHz. La boucle ayant encore beaucoup de gain, elle oscille. $C_{\text{iss}}$

Commentaire éditorial sur le diagnostic:

D'où vient ce pôle à 20 kHz?

Ce n'est pas de , car ce pôle n'apparaîtra que dans le MHz. Il s'agit d'un amplificateur de source commun avec une charge résistive ( dans le drain et une résistance dans le circuit de grille (appelez-le ). L'emplacement du pôle dominant pour ce type d'amplificateur est d'environ: R 14 R $C_{\text{gs}}$$R_{\text{14}}$$R_g$

$F_p$ ~ ~ ~ 21,2 kHz (assez proche) $\frac{1}{\text{2$\pi $} R_{14} C_{\text{gd}} g_{\text{fs}} R_g}$$\frac{1}{\text{2$\pi $} \text{(1000)} \text{(150pF)} \text{(5)}\text{(10)}}$

Ainsi, le pôle provient de la capacité de Miller, qui est si importante ici car elle est multipliée par la transconductance FET ( ) et la résistance de charge ( g fs R $C_{\text{gd}}$$g_{\text{fs}}$$R_{\text{14}}$). Faites une somme rapide du déphasage de boucle pour voir que, dans le meilleur des cas, vous vous attendez à 45 degrés de marge de phase à 20 kHz (LM358 -90, IRF9530 -180 -45 = -315 degrés). Déjà, à 20 kHz, la marge de phase est au mieux le minimum que vous voudriez voir dans votre boucle, à 45 degrés et c'est probablement moins que cela. OK, jusqu'à présent, c'est un SWAG total. C'est scientifique depuis que j'ai utilisé une calculatrice scientifique pour multiplier et diviser, et c'est une supposition sauvage puisque je n'ai pas encore regardé la fiche technique de l'IRF9530, et je n'ai pas rafraîchi ma mémoire du LM358 Zo. Il donne un indicateur rapide de la source probable de problème pour le circuit OPs.

Vous cherchez les idées les plus simples pour améliorer la situation:

D'abord essayé de fournir une solution simple pour le circuit d'origine, résultant en deux déclarations à puces ci-dessous. Ce sont deux approches de pansement qui ne peuvent pas être prises assez loin pour faire une différence significative. La leçon ici (que je devrais déjà savoir) n'est jamais de fournir des solutions de pansement, car elles ne valent pas la peine. Il existe bien sûr des moyens de corriger l'approche originale, mais ils sont plus fondamentaux et compliqués.

Puis (enfin) j'ai suggéré un circuit basé sur un suiveur de source comme point de départ comme solution. Cette idée est bonne, y compris le capuchon de l'intégrateur et la mise en garde FET . Je montrerai pourquoi cela est vrai dans le prochain commentaire éditorial après le schéma source suiveur. $V_{\text{th}}$

Quelques notes sur le circuit que j'ai suggérées:

• R1 en série avec la porte est juste une commodité. Il est très courant dans des circuits comme celui-ci d'avoir besoin d'isoler la porte pour le dépannage ou le test. Faire monter une résistance est une opération de 5 secondes. Soulever le plomb d'un TO-220 est beaucoup moins pratique, faites-le plusieurs fois et vous pouvez même soulever un coussin. Si vous utilisez une pièce de montage en surface, sans la résistance, vous devrez retirer le FET.

• Je montre une résistance de 1 kOhm pour R15. Vraiment cependant, compte tenu de l'impédance de sortie du LM358, je n'utiliserais rien de moins que 10kOhm ... et pourrait même aller jusqu'à 50kOhm.

Tu pourrais essayer:

• Baisser l'impédance de sortie de l'amplificateur (beaucoup) en ajoutant un tampon émetteur suiveur à la sortie de l'ampli.
• Isolez le du FET en mettant une certaine résistance en série avec la source du FET (entre le FET et Vin. Ce serait une sorte d'approche de pansement. $C_{\text{iss}}$

Étant donné que l'entrée + de l'ampli est utilisée comme point de rétroaction négative, vous avez des choses compliquées. Normalement, vous voudriez utiliser l'OpAmp comme intégrateur avec un condensateur de rétroaction de la sortie OpAmp à - l'entrée. De cette façon, vous pouvez contrôler le point de croisement de l'amplificateur de sorte que la perte de phase causée par la capacité FET puisse être sans importance ou compensée.

Vous pourriez commencer par quelque chose comme ceci:

Choisissez une valeur pour C10 qui fait que le gain de l'amplificateur croise le gain nul à 1 kHz ou moins pour la stabilité. En utilisant un FET, vous ne pourrez pas obtenir plus d'environ 3 V avec une charge à la sortie. Dans ce cas, vous devrez envisager d'utiliser un BJT ou un Vin supérieur.

Commentaire éditorial sur la solution source follower:

Voici comment j'ai pensé à une solution de conception de base.

Que savons-nous de ce que svilches essaie de faire avec son circuit? Eh bien, il veut utiliser 7V pour fournir jusqu'à 5V avec une charge allant jusqu'à 1 ampère, et il veut que la tension de sortie suive une tension de commande (qu'il appelle une tension de référence). Fondamentalement, veut une alimentation linéaire réglable utilisant un ampli op LM358 pour la compensation d'erreur de boucle et il n'y a que 2 volts d'espace libre (ce sera un problème pour le LM358).

Nous ne savons pas quel type de modulation contrôlera la référence. Sera-ce une rampe, un sinus ou peut-être une modulation d'impulsion ou de pas? L'étape est la pire, bien que si vous prévoyez que ce ne soit pas si grave, alors figurez que l'entrée de référence se déplace par étapes.

Nous ne savons pas grand-chose non plus sur la charge. S'agit-il d'un courant constant ou pulsé? Eh bien, svilches est vague à ce sujet ... nécessite juste jusqu'à 1 ampli. Mais généralement, les charges mal définies ne sont pas stables, donc je vais m'attendre à des impulsions ici aussi. De plus, comme il s'agit d'une alimentation, je suis surpris de ne voir aucune capacité de sortie ( ) dans le circuit ... mais nous couvrirons cela plus tard. $C_o$

Deux façons de procéder:

Vous pouvez soit compenser la stabilité du circuit source commun, soit passer à un circuit suiveur source. La première option a beaucoup de mérite, mais elle est plus compliquée et je cherchais la solution la plus rapide et la moins compliquée. Deuxième option, le suiveur source est une conception plus simple car il est contraint. Par contraint, je veux dire passer d'un élément de passe qui tamponne le courant et a un gain de tension à un élément qui tamponne le courant et a (sauf dans des circonstances spéciales définies par des éléments parasites) un gain de tension unitaire. L'avantage du circuit source commun est qu'il s'agit d'une solution à faible chute, que vous perdez avec un amplificateur source suiveur. Ainsi, le point de départ simple est le suiveur source.

Problèmes d'utilisation d'un étage d'alimentation source suiveur ici:

• Seulement 2V d'espace libre signifie un FET vraiment bas . De plus, avec de 2V et un courant inférieur à 1A, sera faible et sera élevé. V ds g fs C $V_{\text{th}}$$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$
• Utilisation d'un LM358. La sortie du LM358 a des problèmes, l'impédance de sortie est élevée et ne gère pas bien le chargement capacitif (je couvrirai cela beaucoup plus en détail). De plus, la sortie du LM358 ne sera pas plus proche que 1,2 V du rail 7 V, ne laissant que 0,8 V pour FET (jetez un oeil à la figure 10. de la fiche technique du LM358 pour voir que c'est vrai). Comme je l'ai souligné à l'origine, ne vous attendez pas à plus de 3V à la source d'un FET standard avec ce circuit. Ne soyez pas trop excité à l'idée d'utiliser un BJT car à 5mA dans la base, la sortie maximale de l'OpAmp sera de 5,6 V, donc une d'au moins 200 sera nécessaire et c'est avec β V $V_{\text{gs}}$$\beta$$V_{\text{ce}}$de 2V. Cet étage de puissance du canal P est toujours meilleur, mais nous continuerons avec le suiveur source. Note complémentaire sur le LM358: National Semiconductor a suffisamment aimé cet amplificateur pour le mettre dans au moins 3 gammes de produits LM124 (un quad) LM158 (un double) et LM611 (un simple avec référence). Les fiches techniques pour les LM124 et LM158 ne sont pas trop claires sur les performances près du crossover, mais la fiche technique LM611 est excellente ... voir en particulier les figures 29, 30, 35 et 36. Oh, et pendant que vous êtes sur la fiche technique LM611, regardez ces exemples de circuits qui ont des capuchons d'intégrateur autour de l'OpAmp.

$V_{\text{th}}$

$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$$C_{\text{gs}}$$C_{\text{gd}}$

$C_{\text{gd}}$

Lorsque le gain chute à 20 dB / phase, la phase est de 90 degrés si le pôle simple le plus proche est à une décennie. Un simple pôle provoquera un décalage de phase de 90 degrés sur 2 décennies centré avec un décalage de 45 degrés au pôle.

$C_{\text{gd}}$est de 150pF, ce qui repoussera la fréquence effective des pôles d'environ 1,5 octave (1,6 octave vraiment, mais pourquoi chipoter sur 0,1 octave). 1,5 octave vaut environ 20 degrés de déphasage, donc maintenant l'amplificateur n'a que 25 degrés de marge de phase. Si 45 degrés de marge de phase entraînent un dépassement de 1,3, combien de dépassement serait attendu avec 25 degrés de marge de phase?

Voici un tracé du dépassement d'étape par rapport à la marge de phase en boucle ouverte pour un amplificateur à rétroaction unitaire à gain unitaire.

Localisez 25 degrés de marge de phase dans le graphique et vérifiez qu'elle correspond à un dépassement d'environ 2,3. Pour ce circuit source suiveur utilisant un IRF520, vous vous attendez à ce qu'une entrée pas à pas de 100 mV à la tension de référence provoque un dépassement de 230 mV en plus de sa réponse de 100 mV. Ce dépassement se transformerait en sonnerie à environ 500 kHz pendant une période prolongée. Une impulsion de courant sur la sortie aurait un effet similaire de grand dépassement suivi d'une sonnerie à environ 500 kHz. Ce serait une performance inacceptable pour la plupart des gens.

Comment réduire toutes ces sonneries? Augmentez la marge de phase. La façon la plus simple d'augmenter la marge de phase est d'ajouter un capuchon d'intégrateur autour de l'amplificateur à l'intérieur de la boucle de rétroaction unitaire. Une marge de phase supérieure à 60 degrés éliminerait la sonnerie, et vous pouvez l'obtenir en réduisant le gain Opamp d'environ 6 dB.

Un scénario probable

$V_{\text{ds}}$$C_{\text{gs}}$. La charge capacitive à la sortie d'Opamp commencera à augmenter à partir de 150pF, se déplaçant vers 500pF. La sonnerie avec une capacité supplémentaire à la source va empirer. L'utilisateur n'aimera pas cela non plus, et tentera encore plus de capacité pour charger la source. Au moment où la capacité à la source a atteint 1 uF, le circuit ne sonnera probablement plus ... il oscillera.

Étant donné que je m'attends à ce qu'une capacité soit ajoutée à la sortie du circuit, je dimensionnerais le capuchon de l'intégrateur pour réduire le gain de boucle de 20 dB environ.

En supposant que le problème est la charge capacitive (porte du MOSFET), quelques idées sont:

1. Dans les amplificateurs audio, l'approche classique pour se défendre contre les charges capacitives est l'inclusion d'une inductance de sortie, souvent en série avec une résistance. Juste une idée à garder à l'esprit: n'oubliez pas les inductances comme moyen d'isoler des capacités.

2. Avez-vous déjà remarqué que les fiches techniques des régulateurs de tension linéaires recommandent toujours un condensateur de dérivation sur la sortie? Cela aide à une charge capacitive. Bien que cela semble être un paradoxe, le raisonnement est que le condensateur délibérément planté a une capacité plus élevée qui submerge la petite capacité de la charge, créant ainsi un pôle dominant à une fréquence plus basse. Essayez un condensateur de la sortie de l'ampli opérationnel à la masse, de 0,1 uF à 1 uF.

3. Puisque vous utilisez l'entrée + pour une rétroaction négative, il y a une grande opportunité dans ce circuit d'ajouter une compensation Miller sous la forme d'une boucle de rétroaction négative plus locale: un condensateur connecté de la sortie de l'ampli op à l'entrée -, à la place de la terre.

4. Votre étage de sortie est de source commune, et donc il a du gain! L'ampli op a déjà des boules de gain en boucle ouverte, et vous en ajoutez plus dans la boucle. Considérons un étage de sortie qui n'ajoute plus de gain: voir la réponse d'Andy Aka.

Remarque: le paragraphe suivant est quelque peu incorrect, dans le sens où votre idée pourrait (et fonctionne) avec certains ajustements et dans de nombreux produits, en particulier les LDO PMOS; voir le matériel suivant. Je laisse ce paragraphe ici parce que LvW y a répondu.

Eh bien, la charge capacitive est un problème difficile à gérer même dans un circuit correctement configuré, mais dans votre circuit [tel que dessiné], vous fournissez une rétroaction positive à l'ampli-op! Cela oscillera comme un fou même en simulation ... avec le même 5Vpp prévu. Oui, la forme d'oscillation est un peu différente dans la simulation, mais qu'attendez-vous ... pas de parasites et LM358 a un modèle SPICE plutôt basique.

@LvW: Je dois réfléchir un peu plus à ce qui se passe exactement, mais voir le graphique mis à jour avec Vgate tracé également. De toute évidence, il n'atteint jamais 5 V, de sorte que l'ampli-op ne voit jamais de rétroaction négative réelle, comme le prétend cette conception. Donc, l'opamp fonctionne essentiellement comme un comparateur. Il y a aussi un décalage de phase entre ces deux signaux, mais je ne suis pas convaincu que ce soit la cause de l'oscillation, je pense plutôt que c'est "par conception". J'ai essayé d'ajouter une grosse résistance (1K, voire 10K) sur la porte, et elle oscille toujours de la même manière.

Fondamentalement, ce que vous essayez de faire, c'est de concevoir un PMOS LDO ! Mais vous le faites assez mal. Vous devez le compenser avec un bouchon de dérivation de la bonne taille et un ESR! En outre, un PMOS LDO prendrait la rétroaction via un diviseur de tension. Voici ma conception LDO amateur:

Comme d'habitude avec PMOS LDO, le plafond de sortie ESR est critique et doit être dans une certaine bande. Regardez ce qui se passe si je l'abaisse, par exemple; commence à osciller:

Si l'ESR est trop élevé, vous êtes à nouveau en difficulté; bien pour cette charge, il doit être assez élevé avant d'osciller de l'autre côté de la bande de sécurité:

En fait, le seul élément critique est le plafond de compensation. Un 10uF avec 0.1ohm ESR semble fonctionner pour une gamme de charge assez large de 1K à 5 ohms (ce qui vous donnerait la sortie 1A que vous vouliez):

Vous obtiendriez une certaine limitation de bande passante de ce plafond bien sûr.

Votre ampli-op n'est pas stable probablement parce que vous conduisez une charge capacitive (capacité de la porte). Retirez C10 et réduisez la valeur de R15 à des dizaines d'ohms. Vous pouvez également essayer d'utiliser un autre ampli-op. La fiche technique du LM358 dit:

Les charges capacitives qui sont appliquées directement à la sortie de l'amplificateur réduisent la marge de stabilité de la boucle. Des valeurs de 50 pF peuvent être acceptées en utilisant la connexion de gain unitaire non inverseur du pire des cas. Des gains en boucle fermée importants ou une isolation résistive doivent être utilisés si une plus grande capacité de charge doit être pilotée par l'amplificateur.

La capacité d'entrée de l'IRF9530 est de 500pF, vous devez donc absolument mettre une petite résistance entre la sortie d'opamp et la grille du MOSFET.