J'ai un problème avec mon convertisseur buck fait maison. Il est basé sur une puce de contrôle TL494 avec mon pilote MOSFET discret. Le problème est que mon inducteur grince et gémit lorsque le courant de sortie dépasse une certaine valeur.

En tant qu'inductance, j'ai d'abord utilisé un starter toroïdal commun d'une ancienne alimentation ATX (couleur jaune avec une face blanche). Cependant, j'ai remarqué qu'il faisait vraiment chaud, et ce n'était pas la perte de mon fil de cuivre, c'était le noyau qui n'était pas adapté à la commutation d'application, mais plutôt à des fins de filtrage. Puis j'ai démonté un petit transformateur en ferrite, enroulé mon propre inducteur dessus mais il grinçait à nouveau.

Ensuite, j'ai pensé que cela pourrait être dû au fait que les noyaux ne sont pas idéalement collés ensemble, alors j'ai décidé de le faire sur un transformateur plus grand (probablement EPCOS E 30/15/7 avec une partie centrale ronde, mais malheureusement je n'ai aucune idée de la matériau utilisé dans ce noyau et s'il est espacé ou non), mais cette fois avec des enroulements soigneusement retirés sans démonter le noyau.

Le résultat était acceptable (mon générateur de signal n'est pas encore arrivé, je ne peux donc pas mesurer précisément l'inductance, mais il est de l'ordre de 10uH, 6 tours (de quelques fils pour réduire l'effet de peau)). Il grince toujours, mais uniquement à des tensions et des courants qui ne seront probablement pas atteints avec mon éclairage LED (en gros, je veux créer mon propre convertisseur DC-DC pour contrôler la tension appliquée aux LED au lieu d'utiliser PWM, qui a créé trop d'EMI ).

Voici les formes d'onde (courant traversant l'inductance, chute de tension mesurée à travers une résistance de 0,082 Ω ~ 0,1 Ω), que j'ai capturées lorsque j'utilisais un noyau de poudre de fer (jaune-blanc) comme noyau d'inductance. Chaque forme d'onde est couplée en courant continu.

Faible courant de sortie: env. 1A

Courant de sortie moyen: env. 2A

Courant de sortie élevé: env. 3A. À ce niveau, le grincement commence. Mais je dois souligner que le noyau de l'inducteur a été chauffé à env. 90 ° C. Cela ressemblait essentiellement à une forme d'onde d'en haut, mais modulée par une onde sinusoïdale basse fréquence.

Je n'ai pas pu faire osciller la forme d'onde actuelle entre un certain niveau sans toucher 0A. J'ai vu qu'il ne devrait pas l'atteindre sur des images de formes d'onde en ligne et dans un convertisseur buck OSKJ XL4016 avec un oscilloscope. Cela ressemblait à ceci: (Désolé pour la forme d'onde peinte, mais malheureusement je ne l'ai pas enregistrée; cela prouve juste le point)

Voici les formes d'onde que j'ai obtenues avec mon transformateur-inducteur de ferrite actuel au moment où le grincement commence.

Canal 1 (jaune): courant
Canal 2 (bleu): tension aux bornes de l'inductance.

À ce stade, un grincement apparaît. J'ai essayé d'augmenter et de diminuer le condensateur de sortie, mais cela n'a généralement pas résolu le problème. De plus, la sonnerie est atténuée, lorsque je touche le dissipateur MOSFET non isolé, je ne sais pas pourquoi cette sonnerie existe même.

C'est mon schéma (ce n'est pas complètement ce que j'ai sur mon PCB, mais les changements sont juste subtils, comme un potentiomètre au lieu de 2 résistances et une valeur de condensateur affinée pour obtenir une fréquence de 100 kHz). La broche 2 est actuellement connectée à Vref, et la broche 16 à GND pour allumer en permanence le convertisseur, Vin - tension d'entrée = 24V. En raison du courant de crête élevé vu par la diode D5, elle a été remplacée par une plus durable pour 5A:

D4, C2, R15 ont finalement été remplacés par une solution meilleure et plus robuste, mais cela n'influence pas les formes d'onde de l'inductance L1. Ceci est ma disposition PCB, il a été conçu pour une application différente (nécessitant 0,5A - 1A max, donc je n'y ai ajouté aucun dissipateur thermique). En outre, les valeurs de certaines résistances et condensateurs ont été ajustées manuellement pour compenser une belle efficacité de ~ 86% à pleine charge, la majeure partie de la puissance gaspillée se produit dans le MOSFET Q7, probablement en raison du front montant et descendant lent du signal de grille et Rds (on), étant à 0,3 Ω.

Maintenant (pendant les tests), l'inductance est suspendue au-dessus de la couche de soudure (car elle est trop grande pour tenir dans l'espace désigné, à l'époque où je concevais cette carte, je ne savais pas que je ne pouvais pas utiliser un noyau de poudre de fer habituel, de mon autre convertisseur, basé sur LM2576, il a bien fonctionné, mais il y a des problèmes avec la régulation de tension, donc je voulais le concevoir). Enfin, j'ai enregistré la tension et le courant à ladite tension, à laquelle l'inductance a commencé à grincer de manière audible, voici les résultats:

• 5 V - 0,150 A ← tension de sortie min
• 6 V - 0,300 A
• 7 V - 0,400 A
• 8 V - 1 A
• 9 V - 2,5 A
• 10 V - 2,7 A
• 11 V - 3,1 A ← courant de sortie prévu
• 12 V - 3,1+ A
• 13 V - 3,1+ A ← tension de sortie max.

Après cela, j'ai réduit l'inductance en déroulant 1 tour et il a commencé à grincer à des courants beaucoup plus faibles. La même chose se produit lorsque j'ajoute d'autres enroulements. Quand je change de fréquence, rien d'intéressant ne se produit. J'ai également calculé les valeurs de condensateur et d'inductance en utilisant les formules fournies dans la fiche technique TL494, mais cela grinçait également avec celles-ci. Chaque mesure de courant a été effectuée du côté sortie de l'inductance. J'ai mesuré l'ESR de mon condensateur de sortie et le testeur LCR-T4 a montré 0,09 Ω.

Pour résumer: j'ai un problème avec l'inducteur pleurnicher / grincer et je ne sais pas comment le réparer.

À chaque niveau, mes lumières LED consomment moins de courant, ce qui est nécessaire pour faire grincer l'inducteur, mais mon cœur veut vraiment savoir pourquoi cela se produit et ce que je ne comprends pas ou que je comprends mal. Aidez-moi, s'il vous plaît. Si j'ai raté des détails, je les écrirai dans un commentaire à cette question. Désolé pour toute erreur dans mon "Engrish", ce n'est pas ma langue maternelle. Je n'ai pas d'expérience dans ce domaine, alors pardonnez-moi si j'ai fait de grosses erreurs.

Éditer: "À chaque niveau, mes lampes LED consomment moins de courant, ce qui est nécessaire pour faire grincer l'inducteur" - je veux dire, que les LED devraient toujours tirer moins de courant, ce qui est nécessaire pour faire grincer l'inducteur ⇒ pendant le fonctionnement normal, l'inducteur ne devrait pas grincer. J'ai téléchargé une vidéo montrant des formes d'onde sur YouTube tout en modifiant le courant de sortie, la fréquence de commutation et la tension de sortie. La charge est ma "charge de courant constant" de fortune fabriquée à partir d'un MOSFET et d'un potentiomètre régulant la tension à la porte MOSFET, c'est brut, mais cela fonctionne. Comme l'a écrit mehmet.ali.anil (mais maintenant je vois qu'il a supprimé sa réponse), j'ai augmenté l'inductance à environ 200 uH en enroulant un nouveau fil et à la fin de la vidéo, vous pouvez voir que j'ai accidentellement réglé la fréquence sur une valeur "parfaite", qui s'est traduite par un travail CCM réussi, mais il grince tout le temps silencieusement et surtout pendant le changement de tension de sortie. De plus, la fréquence est vraiment proche de la limite, soit ~ 300 kHz. J'aurais dû télécharger une vidéo similaire au préalable, désolé. Voici le lien pour cela:https://youtu.be/tgllx-tegwo

Mettre à jour

Bien que le 594 ait une GBW beaucoup plus élevée et une tolérance 5V plus stricte que le 494, ils ont toujours une conception de référence qui utilise 20 kHz au lieu de 100 kHz pour la vitesse de commutation. Il permet également une valeur C inférieure pour le contrôle f. Tout le reste semble identique, vous pouvez donc faire en sorte que le 494 fonctionne mieux avec quelques modifications.

Votre conception semble avoir des temps morts étranges, peut-être dus à un faible courant push-pull ou à une tension de temps mort. La conception de votre pilote push-pull comprend une combinaison de f / 2 (sous-harmonique) de f avec un faible courant de base, provoquant une certaine instabilité. Par conséquent, je suggère que vous réduisiez les résistances de base à 330 Ohms au lieu de 10 K et que vous utilisiez une extrémité unique de 20 kHz à Rc = 10x Rb pour piloter le FET avec un diviseur de tension ou Zener si nécessaire pour limiter Vgs à 20V.

Cette combinaison permet un temps mort de 1% et une régulation plus stricte de 0% PWM à 99%. Mais vérifiez le paramètre de temps mort.

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Les composants magnétiques peuvent produire un bruit audible, car ils contiennent de nombreux éléments physiquement mobiles, tels que des bobines, des bandes isolantes et des bobines. Le courant dans les bobines produit des champs électromagnétiques qui génèrent des forces répulsives et / ou attractives entre les bobines. Cela peut produire une vibration mécanique dans les bobines, les noyaux de ferrite ou les bandes d'isolation, et les oreilles humaines peuvent juste entendre le bruit, lorsque la fréquence de commutation de l'alimentation est dans la plage de 20 Hz à 20 KHz.

Corrections possibles

• réduire les fluctuations de flux Bpp en choisissant Imax / Imin et le taux de commutation
• éviter les inversions de flux en cas d'utilisation en mode DC avec un courant CM avec une charge minimale> = 5%. (pas idéal)
• minimiser la résistance L, DCR qui provoque une augmentation de pas avant la rampe de courant et ajoute efficacement l'ondulation et donc le bruit à la boucle de contrôle. Calculer le rapport L / R et comparer avec la constante de temps C * ESR pour un plafond ESR faible et ainsi réduire les constantes de temps du réacteur.

La ferrite possède des domaines magnétiques qui provoquent une hystérésis lors de l'inversion du courant. Les exciter avec du courant puis retourner 0 A stimule une certaine vibration, mais pourquoi?

Hypothèse

Si le sous-harmonique f / 2 est instable, il en résulte une largeur d'impulsion modulée et se mélange avec le principal 100 kHz f utilisé dans le taux de cycle inférieur, il peut y avoir un grincement audio superhet sauvage de 100 k à 50 k produisant ce son de 0 à 50 kHz.

• les modifications apportées au filtre de rétroaction est que le filtre de retard peut améliorer cela.

Mise à jour # 2

L'Op a découvert par accident comment fabriquer un filtre de plomb de phase pour améliorer la stabilité https://m.imgur.com/nBEd18F , la prochaine amélioration est un «filtre de retard de phase» pour optimiser la marge de stabilité. Il pourrait utiliser deux bouchons et une série R au lieu d'un bouchon. Un capuchon est 10x plus grand avec une série d'environ 1/10 du R utilisé contrôlant le Vdc Il a un C plus grand et un R inférieur pour réduire la plage de tension de correction du câble d'impulsion mais n'amplifie pas trop l'ondulation, puis un 1/10 plus petit capuchon en // avec la rétroaction R qui agit comme un HPF pour réduire le contenu de fréquence plus élevée en impulsions pour réduire l'ondulation de sortie. (Désolé, pas de schéma avec mon doigt sur l'écran tactile)

• mettre à jour la fin

Lorsque le courant s'arrête dans l'inductance, nous disons qu'il fonctionne en mode discontinu (DCM) et que le commutateur doit être ouvert à ce moment et qu'une faible charge de courant est appliquée. Le commutateur présente une petite capacité en série avec L, ce qui crée une résonance parallèle à haute impédance de 6 MHz sur votre dernière courbe en déclin en <10us. Cela est amorti par la résistance cutanée et une fréquence plus faible par la capacité peau + corps. (? 100k // 200pF ??) lorsque le radiateur est touché mais ce n'est pas le problème du bruit.

La solution pour résoudre ce problème consiste à ajouter un commentaire négatif, comme expliqué dans cette vidéo https://youtu.be/wNnOfF1NkxI?t=1584. Tout d'abord, j'ai ajouté un condensateur entre la sortie et la broche de rétroaction du TL494, il semble avoir résolu le problème, mais cela ne fonctionne pas aussi bien que l'ajout d'une rétroaction négative appropriée. J'ai fait quelques tests, qui le prouvent: dans un premier temps, j'augmente le courant de 0A à 3A puis je change la fréquence de l'oscillateur de ~ 170 kHz à ~ 20 kHz puis monte jusqu'au "crash" (je suppose) de TL494 ⇒ au-delà de 300 kHz, puis revenez à ~ 170 kHz. Trace jaune - tension au condensateur de l'oscillateur, Trace bleue - courant traversant l'inductance. L'inducteur maintenant ne gémit pas mais siffle, cela dépend du noyau utilisé, car lorsque j'ai essayé avec EI, c'était moins perceptible (pendant la nuit, le ruban s'est détaché et l'inducteur a commencé à grincer, maintenant j'expérimente avec du vernis à ongles comme façon de coller le noyau tout en étant capable de le démonter), Ce test a été effectué avec un noyau EE collé en usine. La capture d'écran d'une application "spectroïde" se fait lorsque le courant de sortie est à 3A et en bas Vous pouvez voir le moment de 20 kHz et au sommet de 300 kHz.

Rétroaction négative + condensateur https://youtu.be/S9KfA9NNXkE

Commentaires négatifs https://youtu.be/h1AN7rQTDa4

Condensateur https://youtu.be/7h7OzDj9q8Y

Rien (problème initial) https://youtu.be/nVOfPynJRGE

Par rétroaction négative et condensateur, je veux dire:

Plus tard, je vérifierai si mon pilote MOSFET push-pull fonctionne bien maintenant. S'il y a un besoin, je peux faire un enregistrement plus avancé et montrer la fréquence générée par l'inductance correspondant à la fréquence de l'oscillateur.