Besoin de compensation de température du miroir actuel


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J'apprends actuellement sur les configurations de miroir actuelles. J'en ai fait deux jusqu'à présent. Les deux fonctionnaient comme souhaité mais, lorsqu'ils étaient chauffés ou refroidis, le courant passant par le côté droit (le côté d'où provient la sortie) diminuait ou augmentait considérablement avec de petites différences de température.

schématique

simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab

Rload pour les deux circuits était faible ou court-circuité à + 10V. Les deux circuits ont été réglés pour refléter le courant de 500 uA. Tous les transistors ont été appariés à la main (ils sont tous très proches les uns des autres en ce qui concerne la version bêta).

Sans dégénérescence de l'émetteur, les deux circuits étaient considérablement affectés par la température, en particulier la figure A, où le courant traversant changé de 100 uA ou plus (1 seconde de chauffage) lorsque j'ai touché Q1 ou Q2 avec le bout d'un doigt; mais comme les transistors Q4 et Q5 ont été touchés avec le bout d'un doigt, le courant passant par changé de 50 uA (1 seconde de chauffage également), ce qui est moins que dans le premier exemple mais toujours trop. R l o a d 2Rload1Rload2

Avec la dégénérescence de l'émetteur, les deux circuits ont considérablement amélioré leur stabilité en température. Par exemple (le ajouté était de 1 kOhm) si je me réfère à la figure B, le courant passant par n'a changé que de 10 uA (lorsqu'il est chauffé d'environ 1 seconde), tandis que le résultat avec la figure A était un peu pire.R l o a d 2ReRload2

Les deux circuits sont améliorés lorsque la dégénérescence de l'émetteur est ajoutée à Q1 / Q2 ou Q3 / Q4. Dans les deux exemples, le courant passant par Q1 ou Q3 était à peu près constant à tout moment, mais le courant passant par Q2 ou Q5 n'était même pas proche de cela.

  • Y a-t-il un moyen de compenser l'un des circuits illustrés ici, en raison de la température variable? Je pensais que Q5 allait corriger l'erreur de variation de température dans le courant, mais ce n'est évidemment pas le cas.

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La correspondance Vbe vs T est importante, pas seulement bêta, ce qui est un avantage pour une bande interdite IC Vref. Pouvez-vous les faire couplés thermiquement mais isolés de la température ambiante?
Tony Stewart Sunnyskyguy EE75

Je pense que tu ne comprends pas. Ne vous attendez pas à pouvoir le stabiliser si vous chauffez différemment les transistors. Tous les calculs tombent comme des ivrognes et des vomissements. Vous attendez trop.
Andy aka

@ TonyStewart.EEsince'75 Je comprends que d'autres paramètres comme Vbe, beta, Early Voltage, etc. sont importants mais la beta n'est qu'un paramètre qui peut être facilement mesuré sur mon multimètre. Pensez-vous qu'un miroir couplé thermiquement améliorerait la stabilité de la température?
Keno

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oui bien sûr .. mais vous pouvez tester cela avec des changements de température simultanés et différentiels
Tony Stewart Sunnyskyguy EE75

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Votre problème est principalement la température différentielle, mais pour de petites différences, ne négligez pas le fait que le courant à travers la résistance réglée dépend de la température en raison des chutes de Vbe de l'alimentation. S'il s'agissait d'une tension inférieure, la dépendance serait plus importante.
Spehro Pefhany

Réponses:


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Les trois étapes principales sont

a) Utilisez autant de dégénérescence d'émetteur que possible
b) Faites correspondre les températures de Q1 et Q2
c) Faites correspondre la dissipation de Q1 et Q2

Pour (b), au moins, collez ensemble Q1 et Q2. Il vaut mieux utiliser un réseau de transistors monolithiques comme le CA3046, qui contient 5 transistors fabriqués sur le même substrat. Pour une paire thermiquement assortie, la paire LM394 'SuperMatch' utilise des milliers de matrices de transistor connectées comme un échiquier.

Q5 augmente non seulement l'impédance de sortie, mais contrôle également la dissipation dans Q4. Jouez avec les gouttes de série sur la base Q5 ou l'émetteur pour égaliser le match de dissipation Q3 / 4.

Une solution légèrement plus compliquée avec moins de bande passante mais beaucoup plus de précision consiste à supprimer Q1 et à utiliser un ampli opérationnel pour piloter Q2 afin d'égaliser les chutes de tension sur Re1 / 2. Le remplacement de Q2 par un FET élimine toute contribution de variation bêta à la précision de sortie. Ensuite, il vous suffit de vous soucier de la dérive de l'amplificateur Vos avec la température et des résistances tempco ou Re1 / 2.


Dissipation des matchs? Dissipation de puissance? Le courant doit être principalement égal à travers Q1 et Q2 mais ce qui se passe avec la tension Vce aux bornes de Q2 dépend principalement de la résistance de charge à appliquer. Si c'est ce que vous vouliez dire, sinon je vous ai trouvé très utile.
Keno

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@Keno Il existe des différences significatives dans le VCE pour les deux BJT dans le circuit de la figure A. Cela peut conduire à un échauffement très différent dans les deux BJT en miroir. Figure B, car il y a un VBE pour le VCE du Q4 et deux VBE pour le VCE du Q3, il devrait y avoir deux fois le chauffage dans l'un par rapport à l'autre, mais c'est mieux (au moins une certaine atténuation des différences) en raison de l'arrangement Q5 compensateur à effet précoce ajouté .
jonk

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Si vous voulez garder les deux transistors à la même température, ils doivent avoir la même dissipation (c'est-à-dire le même courant et la même tension). Cela atténue également certaines des autres sources d'erreur (comme la tension précoce). Votre deuxième schéma n'atteint pas exactement cela, car le Vce d'un transistor est plus élevé que l'autre. Et c'est parti:

schématique

simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab

Il s'agit d'un miroir Wilson complet et le rôle de Q3 est de supprimer un Vbe pour rendre le Vce de Q1 / Q2 égal.

Une source bon marché de BJT appariés doubles est le DMMT3904 et d'autres transistors doubles. Ils ne sont pas monolithiques, donc l'appariement et le suivi de la température ne sont pas aussi bons que ceux de fantaisie, mais ils sont bon marché.

Si vous voulez une précision ultime, vous devrez utiliser un opamp à faible décalage.


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J'avais écrit Keno à ce sujet, mais je n'avais pas encore mentionné les détails que vous avez ajoutés concernant le BJT supplémentaire dans le Wilson complet. Bon ajout. +1 Il explore ces idées sur les proto-cartes et chauffe différemment les choses pour voir ce qui se passe. (Je suis assez impressionné par ses tests approfondis pour voir les comportements qu'il doit ensuite mieux comprendre.) Aucun de ces circuits, le vôtre ou celui de Neil, ne discute des méthodes de compensation bêta. (Les résistances d'émetteur concernent ISAT / VBE plus la compensation de température, pas la version bêta.) Puisqu'il fait des trucs discrets, il faut remonter 50 ans pour voir comment Widlar a géré ces choses.
jonk

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Oui, de nos jours, ça fait du bien de voir quelqu'un qui apprend l'électronique et fait des expériences et essaie de comprendre les détails au lieu de simplement gifler un arduino dessus! ...
peufeu

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Pour obtenir des sources de courant adaptées, utilisez des réseaux de transistors tels que le RCA CA3046 (d'origine). Il est maintenant vendu par Harris ou Intersil. L'appariement est basé sur une base d'émetteur de 5 milliVolts, ce qui représente environ 10%. Pour mieux que cela, étant donné que vous n'avez aucun moyen d'utiliser plusieurs bandes d'émetteur et de les numériser entre elles, vous aurez besoin de résistances de dégénérescence d'émetteur.


J'adorerais voir un CA3096 amélioré où les PNP latéraux bas sont conçus pour fonctionner de manière comparable avec les NPN dans l'appareil. J'ai besoin d'un mélange NPN / PNP sur le même dé. Je devrai probablement négocier la fichue chose si jamais je veux en obtenir un.
jonk

Motorola en vendait autrefois. Je les ai utilisés pour construire une pince active sur le nœud de sommation d'un ADC. C'était trop lent, car j'ignorais la capacité de Miller de l'amplificateur à pince de rétroaction. En ce qui concerne le NPN et le PNP tout aussi rapides, Harris Corp à Melbourne FLA dispose d'opamps diélectriquement isolés, conçus pour bien fonctionner dans des environnements de flux de rayonnement, probablement pour que les systèmes de guidage inertiel des ogives continuent de fonctionner avec précision pendant une atmosphère atomiquement chargée.
analogsystemsrf

@jonk Merci pour la mention de Chabay, il y a des mois. Une bonne lecture. En ce qui concerne les transistors sur la même puce, il y aura toujours des décalages thermiques transitoires à la période de 114 uS, en supposant que les dispositifs sont à 100 microns les uns des autres. Si les transistors à effet de champ à bandes interdigitées (comme des différences peuvent être faites) avec un espacement de Ma à Mb de 10u, le tau thermique sera 100X plus rapide (sa loi carrée inverse) à 1,14uS; à 1 micron, le tau thermique est de 11,4 nanosecondes.
analogsystemsrf

Informations supplémentaires intéressantes sur les constantes de temps. C'est en dehors de mes expériences d'amateur, mais intéressant tout de même.
jonk

@ jonk Nous utilisons ces effets thermiques constants dans l'outil Signal Chain Explorer pour prédire la distorsion thermique des circuits OpAmp, y compris le chauffage des diffpairs en raison des changements de courant de sortie (temps VDD d'opamp, comme changement approximatif de la chaleur). Idem pour les résistances. Un mètre cube de silicium a un Tau thermique de 11 400 secondes, ce qui est l'inverse de la diffusivité thermique constante de la physique. Un micron cube, 1 million X plus petit, est un billion X plus rapide à 11,4 nanosecondes.
analogsystemsrf
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