Quelle configuration est la meilleure pour abaisser la base d'un transistor NPN?

Je discutais de résistances à tirer avec un de mes collègues. Voici les deux configurations pour le transistor en tant que commutateur.

Le signal d'entrée peut provenir d'un microcontrôleur ou d'une autre sortie numérique pour piloter une charge, ou d'un signal analogique pour donner une sortie tamponnée du collecteur du transistor au microcontrôleur.

À gauche, avec Q1, se trouve la configuration de mon collègue. Il affirme que:

• Une résistance de 10 K est nécessaire directement dans la base pour empêcher le Q1 de s’allumer par inadvertance. Si vous utilisez la configuration de droite, avec Q1, la résistance sera trop faible pour abaisser la base.
• R2 protège également de la surtension et assure la stabilité en cas de changement de température.$V_{BE}$
• R1 protège des surintensités jusqu’à la base du Q1 et constitue une résistance de valeur supérieure en cas de tension "uC-out"élevée (exemple: +24 V). Un diviseur de tension va être formé, mais cela n'a pas d'importance, car la tension d'entrée est déjà suffisamment élevée.

Sur la droite, avec Q2, se trouve ma configuration. Je pense que:

• Comme la base d'un transistor NPN n'est pas un point à haute impédance comme un MOSFET ou un JFET, et que le du transistor est inférieur à 500, et qu'au moins 0,6V est nécessaire pour activer le transistor, une résistance de tirage vers le bas n'est pas critique, et dans la plupart des cas n'est même pas nécessaire.$H_{FE}$
• Si une résistance à tirer doit être placée dans le tableau, la valeur exacte de 10K est un mythe. Cela dépend de votre budget énergétique. Un 12K ferait bien aussi bien qu'un 1K.
• Si la configuration de gauche, avec Q1, est utilisée, un diviseur de tension est créé et peut créer des problèmes si le signal d'entrée, utilisé pour mettre le transistor sous tension, est bas.

Donc, pour clarifier les choses, mes questions sont les suivantes:

1. La résistance d'abaissement de 10K est-elle une règle générale que je devrais appliquer à chaque fois? Quels sont les éléments à prendre en compte lors de la détermination de la valeur d'une résistance pull-down?
2. La résistance de tirage est-elle vraiment nécessaire dans chaque application? Dans quels cas la résistance de tirage est-elle nécessaire?
3. Quelle configuration préférez-vous et pourquoi? Sinon, quelle serait une meilleure configuration?

Solution résumée:

• Les deux configurations sont presque équivalentes.

• L'un ou l'autre fonctionnerait également bien dans presque tous les cas.

• Dans une situation où l’un était meilleur que l’autre, la conception serait excessivement marginale pour une utilisation dans le monde réel (étant donné que tout ce qui est crucial pour différencier considérablement les deux signifie que l’opération est «à la limite»). .

• R 4 V i $R_{2}$ ou sont nécessaires que lorsque peut être un circuit ouvert, ce qui, dans ce cas, est une bonne idée. Des valeurs allant jusqu'à environ 100K sont probablement acceptables dans la plupart des cas. 10k est une bonne valeur sûre dans la plupart des cas.$R_{4}$$V_{in}$

• Un effet secondaire dans les transistors bipolaires (auquel j'ai fait allusion dans ma réponse) signifie que R2 et R4 peuvent être nécessaires pour absorber le courant de fuite de polarisation inverse Icb. Si cela n'est pas fait, il sera transporté par la jonction be et peut provoquer l'allumage de l'appareil. Il s'agit d'un véritable effet réel bien connu et bien documenté, mais pas toujours bien enseigné dans les cours. Voir ma réponse plus.

Affaire gauche:

• La tension de commande est réduite de , soit 9% de moins. $\frac{10}{11}$
• La base voit 10K à la masse, si l’entrée est en circuit ouvert.
• Si l'entrée est BAS, alors la base voit environ 1K à la terre. En réalité, 1K // 10K = essentiellement le même.

Cas de la main droite:

• Drive = 100% de est appliqué via 1K. $V_{in}$
• La base voit 10K à la masse si est un circuit ouvert. (par opposition à 11K). $V_{in}$
• Si l'entrée est BASSE, la base voit 1K, ce qui est essentiellement la même chose.

R2 et R4 agissent pour dériver le courant de fuite de la base vers la terre. Pour les transistors Jellybean de faible puissance ou de faible signal, jusqu’à plusieurs watts, ce courant est très faible et ne permet généralement pas d’allumer le transistor, mais peut le faire dans des cas extrêmes - 100K suffirait en général pour maintenir la base BASSE .

Ceci ne s'applique que si est un circuit ouvert. Si est mis à la terre, ce qui signifie qu'il est BAS, R1 ou R5 vont de la base à la terre et R2 ou R4 ne sont pas nécessaires. Une bonne conception inclut ces résistances si peut jamais être un circuit ouvert (par exemple, une broche de processeur au démarrage peut être un circuit ouvert ou non définie). V i $V_{in}$$V_{in}$$V_{in}$

Voici un exemple où un très court "blip" dû à une broche flottante a eu des conséquences majeures: Il y a très longtemps, j'avais un circuit contrôlant un lecteur de bande de données à 8 pistes ouvertes. Lorsque le système était mis sous tension pour la première fois, la bande tournait à l'envers à grande vitesse et se déroulait. C'était "très très très énervant". Le code a été vérifié et aucune faute n'a été trouvée. Il s'est avéré que le lecteur de port est devenu un circuit ouvert lorsque le port a été initialisé, ce qui a permis à la ligne flottante d'être tirée haut par la platine cassette, ce qui a mis un code de rembobinage sur le port de bande. C'est rembobiné! Le code d'initialisation n'a pas explicitement commandé à la bande de s'arrêter car il était supposé qu'elle était déjà arrêtée et qu'elle ne commencerait pas d'elle-même. L’ajout d’une commande d’arrêt explicite signifiait que la bande se contracterait mais ne se déroulerait pas (compte sur les doigts du cerveau - hmmm il ya 34 ans). (C'était au tout début de 1978 - il y a maintenant presque 38 ans alors que j'édite cette réponse). Oui, nous avions des microprocesseurs à l'époque. Juste :-).

Détails:

Une résistance de 10 K est nécessaire directement dans la base pour empêcher le Q1 de s’allumer par inadvertance. Si vous utilisez la configuration de droite, avec Q1, la résistance sera trop faible pour abaisser la base.

Non!

10K = 11K à des fins pratiques 99,8% du temps, et même 100k fonctionneraient dans la plupart des cas.

R2 protège également VBE de la surtension et assure la stabilité en cas de changement de température.

Aucune différence pratique dans les deux cas.

R1 protège des surintensités jusqu’à la base du Q1 et constitue une résistance de valeur supérieure si la tension de "uC-out" est élevée (exemple: + 24V). Un diviseur de tension va être formé, mais cela n'a pas d'importance, car la tension d'entrée est déjà suffisamment élevée.

Un peu de mérite.

R1 est dimensionné pour fournir le courant de commande de base souhaité, donc oui.

$R_{1} = \dfrac{V}{I} = \dfrac{(Vin - Vbe)}{I{desired\, base\, drive}}$

En tant que low et que vous concevez suffisamment de courant, alors:$V_{BE}$

$R_{1} \cong \dfrac{Vin}{Ib_{desired}}$

$I_{base \ desired} >> \frac{Ic}{\beta}$ - où = gain actuel. $\beta$

Si (par exemple, BC337-40 où 250 à 600), concevez pour moins qu'il existe des raisons spéciales de ne pas le faire. $\beta_{nominal} = 400$$\beta =$$\beta \leq 100$

Par exemple, si alors . $\beta_{nominal} = 400$$\beta_{design} = 100$

Si et alors$Ic_{max} = 250mA$$V_{in} = 24V$

Nous pourrions utiliser 10k, car la version bêta est conservatrice mais 8.2k ou même 4.7k est acceptable.

Ce serait correct avec une résistance mais 123mW peut ne pas être totalement anodin, vous voudrez peut- être utiliser la résistance 10k à la place.$\frac{1}{4}W$

Notez que la puissance du collecteur commuté = V x I = 24 x 250 = 6 Watts.

Sur la droite, avec Q2, se trouve ma configuration. Je pense que:

Comme la base d'un transistor NPN n'est pas un point à haute impédance comme un MOSFET ou un JFET, et que le HFE du transistor est inférieur à 500, et qu'il faut au moins 0,6 V pour activer le transistor, une résistance de tirage n'est pas critique. et dans la plupart des cas n'est même pas nécessaire.

Comme ci-dessus - en quelque sorte, oui, MAIS. c'est-à-dire qu'une fuite de base vous mordra parfois. Murphy dit que sans le retrait, il tirera accidentellement le canon de la pomme de terre dans la foule juste avant l'acte principal, mais qu'un tirage de 10 000 à 100 000 vous sauvera la vie.

Si une résistance à tirer doit être placée dans le tableau, la valeur exacte de 10K est un mythe. Cela dépend de votre budget énergétique. Un 12K ferait bien aussi bien qu'un 1K.

Oui!
10k = 12k = 33k. 100k PEUT devenir un peu élevé.
Notez que tout cela ne s'applique que si Vin peut passer en circuit ouvert.
Si Vin est haut ou bas ou n'importe où entre les deux, le chemin passant par R1 ou R5 sera dominant.

Si la configuration de gauche, avec Q1, est utilisée, un diviseur de tension est créé et peut créer des problèmes si le signal d'entrée, utilisé pour mettre le transistor sous tension, est bas.

Comme dans les cas très très très très extrêmes, comme indiqué.

Donc, la fraction que R2 "volera" est

Si , alors et si , (pour clarifier les sommes) puis Donc, la fraction totale de disque perdue est c'est-à-dire même avec 1k / 10k la perte de disque est minime.$R_1 = 1k$$R2 = 10K$

Si vous pouvez juger de la bêta et plus précisément que 2% des pertes de conduite importent, alors vous devriez faire partie du programme spatial.

• Les lanceurs orbitaux fonctionnent avec des marges de sécurité de l'ordre de 1% à 2% dans certains domaines clés. Lorsque votre charge utile en orbite représente 3% à 10% de votre masse de lancement (ou moins), alors chaque% de la marge de sécurité est une bouchée de notre déjeuner. La dernière tentative de lancement en orbite nord-coréenne utilisait une marge de sécurité réelle de -1% à -2% dans des endroits critiques, apparemment, et de "summat gang aglae". Ils sont en bonne compagnie - les États-Unis et l'URSS ont perdu de nombreux lanceurs au début des années 1960. J'ai connu un homme qui avait construit très tôt des missiles Atlas. Quel plaisir ils ont eu. Un système russe n’a JAMAIS produit un lancement réussi - trop complexe.) Le Royaume-Uni a lancé un satellite jamais FWIW.

AJOUTÉE

Il a été suggéré dans les commentaires que

R2 et R4 ne sont jamais nécessaires, car un NPN est un appareil contrôlé par CURRENT. R2 et R4 n’auraient de sens que pour les dispositifs contrôlés par VOLTAGE, comme les MOSFET

et

Comment peut-on avoir besoin d'un abaissement lorsque la sortie de la MCU est haute-Z et que le transistor est contrôlé par le courant? Vous n'avez pas dit le "qui". D'accord. Vous ne voulez pas dire le "pourquoi" non plus?

Il existe un effet secondaire important dans les transistors bipolaires qui fait que R2 et R4 jouent un rôle utile et parfois essentiel. Je discuterai de la version R2 car elle est identique à la version R4 mais légèrement plus "pure" dans ce cas (c.-à-d. Que R1 devient inutile).

Si Vin est en circuit ouvert, R2 est connecté de la base à la terre. R1 n'a aucun effet. La base semble être mise à la terre sans source de signal.
Cependant, la jonction CB est effectivement une diode au silicium polarisée en inverse. Un courant de fuite inverse traversera la diode CB dans la base. Si aucun chemin externe à la terre n'est fourni, ce courant circulera ensuite via la diode base-émetteur à polarisation directe vers la terre. Ce courant engendrera théoriquement un courant de fuite de collecteur Beta x Icb, mais à des courants aussi faibles, vous devez examiner les équations sous-jacentes et / ou les données de périphérique publiées. Une feuille BC337 - présente ici une coupure Icb d’environ 0,1 µA avec Vbe = 0.
Ice0 = le courant de base du collecteur est d’environ 200 nA dans ce cas.
Vc est 40V dans cet exemple, mais le courant double environ par augmentation de 10 degrés C et cette spécification est à 25 ° C et l'effet est relativement indépendant de la tension. Les deux sont étroitement liés. Vers 55 ° C, vous pouvez obtenir 1 UA - pas beaucoup. Si la valeur habituelle Ic est de 1 mA, 1 µA est sans importance. Probablement.
J'ai vu des circuits du monde réel où l'omission de R2 causait de faux problèmes d'allumage.
Avec R2 = disons 100k, 1 µA produira une augmentation de tension de 0,1 V et tout ira bien.

Au risque de jeter de l'huile sur le feu d'une question aussi controversée, j'ajouterai mes deux mérites.

L'OP mentionne "une autre sortie numérique" ou un "signal analogique" comme signal de conduite possible. Au risque de poser une évidence, les valeurs de la résistance doivent être choisies de manière à ce que la source excitatrice puisse garantir l’ activation et la désactivation du transistor dans les conditions les plus défavorables. Si le de la source est supérieur à 0.6V, R4 sera en effet nécessaire. Ce pourrait être le cas, par exemple, si la source d'activation est un amplificateur opérationnel sans sortie rail à rail ou une sortie à transistor numérique avec une tension de saturation élevée. De même, R1 et R2 doivent être choisis de manière à ce que le courant de base du transistor soit suffisant pour activer le transistor avec la source à . V O H ( M I N $V_{OL(MAX)}$$V_{OH(MIN)}$

Comme toujours, consultez les fiches techniques appropriées et concevez en conséquence.

Celui de gauche donne l'impression qu'il fournit un diviseur de tension pour abaisser la tension de base, mais ce n'est pas vrai: la tension de base est juste , soit environ 0,65V pour les courants faibles. R2 ne provoquera qu'un courant légèrement plus élevé à la sortie du microcontrôleur, mais à 65 A, il n'y a rien à craindre. Et oui, R2 abaissera la base si la broche du microcontrôleur est Hi-Z. Ajoutez-le si cela vous facilite l'esprit, bien que les transistors ne commencent pas à conduire si aucune tension n'est appliquée à la base. Avec R2, les changements dans entraîneront moins de changements dans que lorsque R2 n’y est pas, mais l’effet est négligeable. μ V B E I $V_{BE}$$\mu$
$V_{BE}$$I_B$

Dans la droite, R4 ne crée qu'un chemin de courant inutile de la broche de sortie à la masse. Ce sera supérieur à ce que R2 verra. Si le microcontrôleur fonctionne à 5 V, il sera de 500 A. A. R4 n’a une fonction que si la broche du microcontrôleur est Hi-Z. $\mu$

En raison du courant plus important pour R4 que pour R2, je préférerais la solution de gauche. Si je placerais R2 / R4 en premier lieu. Ce que je n'aurais probablement pas.

Comme Steven et Russel l'ont souligné, vos deux cas sont presque équivalents. Toutefois, pour une sortie logique numérique normale qui gère les niveaux haut et bas, vous n'avez pas du tout besoin d'afficher un menu déroulant. C’est ce que je pense que Telaclavo essayait de dire, mais m’a plus tard rendu moins sûr de moi dans ses commentaires. En tout cas, il ne qualifia pas très bien sa réponse et ne donna pas beaucoup de contexte.

Les sorties logiques numériques CMOS typiques possèdent des transistors qui contrôlent activement la ligne haut et bas. Dans ce cas, une seule résistance en série convient. Cela devient un pulldown quand la sortie numérique est basse car la sortie sera effectivement liée à la terre par la résistance du FET côté bas quand il est allumé. Cela permet également d'éteindre le transistor NPN plus rapidement car le courant circulera en sens inverse à travers la résistance de base pendant un court laps de temps, afin de drainer une charge de la base. Sinon, cette charge serait "épuisée" en entraînant une charge de charge beaucoup plus importante dans le collecteur et l'émetteur.

Dans certains cas, vous avez toujours besoin de la résistance à dérouler. Si la sortie numérique peut atteindre une haute impédance, il est judicieux d’exploiter ou de désactiver la base. Notez que la plupart des sorties du microcontrôleur démarrent à haute impédance après la mise sous tension. Selon le micro et sa configuration, il peut s'écouler 10 secondes avant que le micrologiciel ne puisse initialiser le port pour une conduite dans un sens ou dans l'autre. S'il est important que le transistor ne doit pas s'allumer pendant cette période de mise sous tension en raison de problèmes techniques ou autres, vous avez toujours besoin d'un pulldown.

Ceci dit, gardons en perspective ce que fait réellement une résistance à dérouler de base (ou pullup pour PNP) pour un transistor bipolaire. Ces appareils fonctionnent sur le courant et non sur la tension. Il doit y avoir du courant à travers une base flottante pour allumer le transistor. Le couplage capacitif aux signaux parasites peut entraîner des variations de tension importantes sur les nœuds à haute impédance, mais le courant est généralement assez faible. À moins que le transistor ne soit polarisé sur le bord de la conduction et que ce qui est en aval ait un gain élevé, la capture capacitive parasite sur la base n’est pas de nature à activer le transistor. Bien sûr, vous pouvez trouver des situations dans lesquelles cela se produit, mais il n’ya aucun problème avec les portes à haute impédance d’un MOSFET.

Sauf si vous êtes vraiment vraiment limité en termes d'espace ou de budget, assurez-vous en quelque sorte que la base du transistor ne soit pas laissée en suspens lorsqu'il importe que le transistor soit activé ou non. Mais si une situation dans laquelle il est difficile de régler l’extrait supplémentaire apparaît, réfléchissez-y soigneusement et décidez si elle est vraiment nécessaire, tout en gardant à l’esprit la probabilité que des signaux parasites mettent suffisamment de courant dans la base pour allumer le transistor et les conséquences de ce retournement. .

Toujours utiliser un pulldown de 10 kΩ pour des raisons religieuses ou parce que vous avez entendu dire que c'était une bonne idée, c'est idiot.

Résultats dans le monde réel:

Une DEL verte était partiellement allumée par un courant de fuite de disjoncteur polarisé en inverse sur un 2N3904 lorsque la base était déconnectée (ou 3-déclaré lors de la réinitialisation). L'ajout d'un chemin au sol éloigne le courant de fuite du disjoncteur de la région de base et le voyant est maintenant complètement noir.

Ce n’est pas un problème avec une LED, mais s’il avait été dit avec un moteur, il pourrait y avoir des résultats indésirables d’une fuite incontrôlée après réinitialisation, même pendant une courte période.

La résistance R2 | R4 sert également à aider à éliminer la charge de la région de base, de sorte que le passage de la saturation à la coupure soit plus rapide. Dans ce cas, la résistance inférieure de la topologie de gauche (résistance R2 entre base et terre) est meilleure.

Si la source du circuit sera une sortie numérique qui tirera toujours correctement vers le haut ou le bas, une résistance de tirage n'est pas nécessaire, car toute résistance dimensionnée pour laisser passer suffisamment de courant pour allumer le transistor de manière satisfaisante même en cas d'utilisation La logique à cinq volts (ce qui signifie une chute de 4,3 volts) n'aura aucun problème à traverser une quantité de fuite à la base du capteur très raisonnable.

Si la source du circuit sera une sortie numérique commutant entre haut et flottant, et si flottant est censé se traduire par "off", la première configuration serait généralement supérieure dans des circonstances impliquant des BJT et des niveaux logiques "normaux", bien que En utilisant d'autres types de transistors ou de niveaux logiques, il y a des cas où le second serait meilleur. L’avantage de la première configuration est que, si la résistance de "désactivation" est dimensionnée pour chuter de 0,5 volt au courant de fuite base du collecteur du transistor, la quantité de courant perdue lorsqu’elle passe n’augmentera que de 40% lorsque le transistor est supposé être allumé. En revanche, dans la dernière configuration, en utilisant la même hypothèse de 0,5 volt, si l’on utilise par exemple une sortie de 3,3 volts,

La seule fois où la deuxième configuration fonctionne vraiment mieux que la première, c'est lorsque la tension d'une sortie logique "haute" est à peine suffisante pour activer le transistor. Dans ce cas de figure, le deuxième circuit met à disposition la tension complète fournie par la logique pour allumer le transistor. En revanche, le premier circuit ferait chuter la tension quelque peu. Avec les transistors à jonction bipolaires, la marge de tension est généralement telle qu'une faible chute de tension n'a pas d'importance. Cependant, avec les MOSFET, il faut parfois toute la tension disponible. En outre, lors de la conduite de MOFSET, on peut s’en tirer avec une résistance en série plus grande que celle utilisée avec les transistors à jonction bipolaire; plus loin, en fonction de ce que l'on conduit, il est possible de dimensionner les résistances du deuxième circuit de telle sorte que même en cas de défaillance du transistor avec un court-circuit drain-grille, la broche du processeur ne sera pas exposée à une tension excessive. Le premier circuit n'offrirait pas une telle protection.

S'il s'agit d'une application critique pour laquelle vous avez besoin d'une plus grande immunité au bruit avec un appareil programmable (uC ou CPLD) utilisé pour piloter le signal, il faut considérer que la condition de réinitialisation à la mise sous tension définit ces broches comme des entrées avant des sorties actives. J'incluais donc une résistance à tirer pour éviter les situations de déclenchement de bruit parasite en présence de fortes interférences électromagnétiques.

Aucun d'entre eux. Oubliez la résistance à la baisse. Dans vos deux cas, l’équivalent de Thevenin de ce que voit la base du NPN, à sa gauche, est une source de tension et une résistance en série. Donc, utilisez uniquement une résistance en série avec la base et choisissez-la de sorte que le courant à travers la base soit celui que vous voulez.