Pourquoi les comparateurs ont-ils généralement des tensions de décalage plus élevées que les amplificateurs opérationnels?

J'ai besoin de comparer un signal à une tension constante; le signal varie de 0 à 30 mV, et j'ai besoin d'un temps de réponse de 50 ns à 250 µV de différence. Le signal est une onde triangulaire avec une vitesse de balayage de l'ordre de quelques mV / µs.

Lorsque l'on regarde les comparateurs offerts par TI , ils commencent à une tension de décalage de 750µV, avec des comparateurs 10ns à partir de 3000µV.

Cependant, lorsque l'on regarde la liste des amplis - op , ceux-ci commencent à une tension de décalage de 1 µV, avec des amplificateurs de 100 MHz à partir de 100 µV.

Il est fortement encouragé d'utiliser des comparateurs, pas des amplificateurs opérationnels, pour comparer les signaux, donc la seule option que je vois est de pré-amplifier mon signal avec un ampli-op précis et rapide, puis d'utiliser un comparateur. Cependant, cela semble faux. Si cela est possible, pourquoi les fabricants de puces ne proposent-ils pas cela comme une solution monolithique?

Une vitesse élevée avec une petite différence est difficile à obtenir.

Notez que non seulement les comparateurs ont tendance à avoir des tensions de décalage d'entrée plus élevées que les amplificateurs opérationnels, mais aussi un bruit efficace beaucoup plus élevé, car pour obtenir une vitesse élevée, ce sont des bêtes à large bande.

Il y a quelques décennies, Oliver Collins a produit un document montrant que vous obtenez de bien meilleurs résultats, c'est-à-dire moins de gigue de temps, si vous faites précéder un comparateur rapide avec un ou plusieurs étages d'opamp à faible bruit et faible gain, chacun avec un filtrage unipolaire sur la sortie , pour augmenter le taux de balayage étape par étape. Pour un taux de balayage d'entrée et un comparateur final donnés, il existe un nombre optimal d'étages, un profil de gain et une sélection de constantes de temps RC.

Cela signifie que les amplificateurs opérationnels initiaux ne sont pas utilisés comme comparateurs, mais comme amplificateurs de pente, et par conséquent, ils n'ont pas besoin du taux de balayage de sortie ou du produit GBW qui seraient requis pour le comparateur final.

Un exemple est montré ici, pour un amplificateur à pente à deux étages. Aucune valeur n'est donnée, car l'optimum dépend de la vitesse de balayage d'entrée. Cependant, comparé à l'utilisation du comparateur de sortie seul, presque n'importe quel profil de gain serait une amélioration. Si vous utilisiez par exemple un gain de 10, suivi d'un gain de 100, ce serait un endroit très raisonnable pour commencer à expérimenter.

^{simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab}

Évidemment, les amplificateurs passent beaucoup de temps en saturation. La clé pour dimensionner les filtres RC est de choisir une constante de temps telle que le temps qu'il faut à l'amplificateur pour passer du point saturé au point médian, à la vitesse de balayage d'entrée la plus rapide, soit doublé par le RC choisi. Les constantes de temps diminuent évidemment le long de la chaîne d'amplification.

Les RC sont montrés comme de vrais filtres après l'opamp, pas un C placé à travers la résistance de gain de rétroaction. En effet, ce filtre continue l'atténuation du bruit à haute fréquence à 6 dB / octave à des fréquences arbitrairement élevées, tandis qu'un condensateur dans la boucle de rétroaction arrête le filtrage lorsque la fréquence atteint le gain unitaire.

Notez que l'utilisation de filtres RC augmente le délai absolu entre l'entrée franchissant le seuil et la sortie le détectant. Si vous souhaitez minimiser ce délai, les RC doivent être omis. Cependant, le filtrage du bruit offert par les RC vous permet d'obtenir une meilleure répétabilité du retard de l'entrée à la sortie, qui se manifeste par une gigue plus faible.

Ce n'est que l'ampli op d'entrée qui a besoin de hautes performances en termes de bruit et de tension de décalage, les spécifications de tous les amplificateurs suivants peuvent être assouplies par son gain. Inversement, le premier amplificateur n'a pas besoin d'une vitesse de balayage ou GBW aussi élevée que les amplificateurs suivants.

La raison pour laquelle cette structure n'est pas fournie commercialement est que les performances sont si rarement requises, et le nombre optimal d'étages dépend tellement du taux de balayage d'entrée et des spécifications requises, que le marché serait minuscule et fragmenté, et ne vaut pas la peine aller après. Lorsque vous avez besoin de cette performance, il est préférable de la construire à partir des blocs que vous pouvez obtenir commercialement.

Voici le début du document, dans IEEE Transactions on Communications, Vol 44, No.5, mai 1996, à partir de la page 601, et un tableau récapitulatif montrant les performances que vous obtenez lorsque vous modifiez le nombre d'étapes d'amplification de la pente et le gain distribution des étapes. Vous verrez dans le tableau 3 que pour le cas spécifique de vouloir une amplification de pente 1e6, alors que les performances continuent de s'améliorer au-dessus de 3 étapes, l'essentiel de l'amélioration s'est déjà produite avec seulement 3 étapes.

Ces amplificateurs opérationnels à très faible décalage (tels que le TLC2652) ont une bande passante beaucoup trop faible pour ce que vous voulez (environ 2 MHz), donc, en réalité, vous devez comparer les pommes avec les pommes. De plus, la feuille de données de cet appareil ne précise pas comment la tension de décalage d'entrée change avec la tension d'entrée en mode commun. Pour un comparateur, de grands décalages en mode commun sont attendus et le plus souvent, la tension de décalage d'un amplificateur opérationnel est spécifiée dans des conditions de signal idéales.

Un autre fait est que la plupart des circuits de comparaison utilisent l'hystérésis et cela dépasse de loin tout chiffre fabuleux pour la tension de décalage en raison de la rétroaction positive de la sortie qui dépend des rails d'alimentation.

Et voici le principal problème avec votre comparaison.

Si vous regardez dans la liste TI après avoir sélectionné Vos comme paramètre de filtre, le premier ampli-op qui a une bande passante de 100 MHz ou plus est l'OPA625. Votre attente de 250 uV produisant un swing complet en 50 ns signifie que le gain AC à 100 MHz doit être (disons) 5 volts / 250 uV = 20 000 ou 86 dB. Eh bien, l'OPA625 a un gain en boucle ouverte inférieur à 0 dB à 100 MHz.

Cela signifie que votre comparaison est à nouveau erronée. Vous devez être réaliste lorsque vous faites des comparaisons. Un ampli-op de 100 MHz est inférieur de plusieurs décennies à un comparateur qui peut commuter sa sortie en 50 ns avec une variation de tension d'entrée différentielle de 250 uV.

Permet de concevoir ce circuit. Vous voulez une réponse de 50 nanosecondes, donc une bande passante de 1 / 50nS ou 20 MHz est notre BW de départ.

Quel étage de bruit? Pour un faible taux d'occurrence de FALSE TRIGGERS, la puissance de bruit doit être 10 dB plus faible que le bruit du signal (produit 0,1% d'erreurs sur les bits). Notre bruit intégré total doit être de 250uV / 10dB ou 250uV / 3,16 ou 80 microVolts RMS. En 20 MHz BW.

Pour trouver la densité de bruit (et donc le bruit autorisé), nous divisons 80uV par sqrt (bW) ou 80u / sqrt (20,000,000) ou 80u / 4,500 ou 18 nanoVolts / rtHz. Avec 1Kohm étant 4 nanoVolts / rtHz, nous pouvons utiliser des valeurs de bruit de 20 000 ohms.

Je suggère l'amplificateur large bande RCA / Harris CA3011 avec 3 étages de gain différentiel. La fiche technique indique qu'elle limitera (typiquement) l'entrée de 600 microvolts, et que la sortie limitée / onde carrée est certainement appropriée pour piloter un comparateur rapide. La feuille de données indique que NoiseFigure est de 9 dB à 4,5 MHz, étant donné un stepup d'entrée 1: 2 (résonateur PI) de 50 Ohms.

Maintenant, à propos de cette tension de décalage incertaine .....