Push-pull BJT pour un MOSFET

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Je cherche un moyen de piloter un MOSFET avec des composants discrets. En fait, j'ai besoin de piloter un tas de MOSFET, avec des courants de 100-150A. Et je me demande qu'il serait possible de ne pas utiliser de circuits intégrés de pilotage, d'avoir plus de contrôle sur les fonctionnalités, moins de complexité, moins de coûts.

J'ai expérimenté différents arrangements, avec des résistances et des condensateurs. J'utilise un oscilloscope pour surveiller les sonneries, les temps de montée / descente, etc.

Le problème est que dès que j'introduis des résistances, le temps de montée / descente devient très élevé.

Le signal d'entrée a un temps de montée / descente d'environ ~ 8-10 ns seulement. En utilisant les BJT seuls, le signal est facilement dupliqué à des temps de montée / descente similaires. Mais une fois que la capacité de grille est introduite, le temps de montée / descente devient considérablement plus élevé, par exemple 300-2000 ns.

J'ai donc expérimenté différentes méthodes pour réduire le temps de montée / descente:

Méthode A: NPN + PNP (suiveur de tension? Source de courant de Vcc?)

J'ai fait le circuit suivant, sans réaliser que la tension de grille ne serait jamais supérieure à la tension du signal d'entrée.

J'ai besoin que la tension de grille soit supérieure à 10 V pour minimiser Rdson.

schématique

^{simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab}

Méthode B: PNP + NPN

J'ai expérimenté différentes résistances et condensateurs:

schématique

^{simuler ce circuit}

Mais j'ai trouvé que:

Le condensateur réduit la sonnerie de montée, mais augmente la sonnerie de chute et le temps => retiré
Toutes les résistances sauf R2 et R3 ont eu un impact négatif sur les caractéristiques de montée / descente => supprimées
En utilisant des potentiomètres pour R2 et R3, j'ai trouvé que la meilleure résistance était R3 = 4k et R2 = 1,5k.
Temps de montée 490ns, temps de chute 255ns.

Je suis un peu inquiet que la tension de la grille ne baisse pas suffisamment, par exemple, semble rester à environ 400 mV. Bien que le sol semble être lu à 250 mV, la planche à pain est peut-être juste merdique. Quelle doit être la tension de la grille pour empêcher toute accumulation de chaleur lorsque le signal est constamment bas (désactivé)?

Je me demande s'il y a autre chose que je peux faire pour améliorer les performances?

Circuit amélioré:

schématique

^{simuler ce circuit}

Oscilloscope:

Remarque: apparemment, le signal d'entrée a été inversé sur l'oscilloscope par réglage. Je mettrai à jour les captures d'écran plus tard ...

J'ai également inclus la base du PNP dans les captures d'écran suivantes. Est-il censé ressembler à ça? Ça a l'air un peu génial.

Il semble que le problème soit que le NPN reste allumé, empêchant ainsi la porte de se charger.

mosfet-driver

— user95482301
source

Il n'est pas clair si votre générateur de signal produit une commutation de signal entre 0 et 5 V ou -2,5 et +2,5 V, ou -5 et +5 V, ou quoi. Une trace de portée serait utile, ou une indication de l'appareil que vous représentez avec ce symbole.

— The Photon

Si la base du NPN est à 5V et que l'émetteur est à 6V, alors pourquoi serait-il conducteur?

— user253751

Pourquoi avez-vous même besoin d'un chauffeur? 5 V est suffisant pour activer ce MOSFET et obtenir une résistance à 0,004 Ohms. Et où est cette sonnerie dont vous parlez? Si c'est à la charge, alors vous aboyez le mauvais arbre. Vous auriez besoin d'un amortisseur à travers le MOSFET.

— Vince Patron

@VincePatron, je dois conduire 100A. Mais peut-être que je serais mieux avec Rdson de 4mOhm avec commutation rapide, que 2,5mOhm avec commutation lente. De plus, je m'attends à devoir piloter environ 8 MOSFET, donc je ne suis pas sûr que le MCU puisse fournir suffisamment de courant. Pour faire court, je pensais que l'utilisation des BJT était une solution facile, mais ce n'est évidemment pas le cas.

— user95482301

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A encore besoin d'être amélioré. Q2 est fortement surchargé. = >> énorme délai de désactivation (= durée de stockage). Rien n'a été fait contre l'overdriving. Dans le passé, ces contre-mesures étaient bien connues, mais elles semblent aujourd'hui laissées dans la poussière. Deuxièmement: Q1 pousse continuellement et Q2 a du mal à gagner. La Vgs minimale est probablement d'environ 0,3 V. Vous devez utiliser la sortie PWM 0V / 5V via un amplificateur tampon non saturant qui peut injecter et retirer suffisamment de charge de la porte de mosfet pendant les temps de transition d'état souhaités. Vouloir en savoir davantage? Merci d'écrire un commentaire. Référez ma réponse.

— user287001

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Vos BJT sont dans une configuration suiveuse. Cela signifie qu'ils peuvent fournir un gain de courant, mais pas un gain de tension. En fait, les émetteurs seront une chute de diode en dessous de la base pour les signaux positifs. Si vous êtes arrivé à 6 V sur la porte, vous devez avoir eu environ 6,7 V hors de votre générateur de signaux.

La page Wiki BJT contient des liens vers les 3 formes courantes d'amplificateurs qui expliquent plus sur les caractéristiques des amplificateurs BJT.

BJT Wiki

Le gain de courant est une bonne chose car pour charger la capacité de grille du FET en peu de temps, il faut des courants de crête élevés: I = C * dv / dt.

Une façon d'obtenir une oscillation de tension plus élevée serait d'ajouter un décaleur de niveau BJT avant que votre étage d'entraînement de portail se transforme de 5V à 12V. Bien sûr, un shifter de niveau BJT à une seule étape inverserait le signal, mais souvent vous pouvez gérer cela à la source du signal.

La résistance de rappel devra être suffisamment petite pour que vous obteniez un temps de montée acceptable pour votre application. Le VCC serait votre alimentation 12V et la résistance de base devrait être dimensionnée pour garantir la saturation avec le variateur 5V, compte tenu de la bêta du transistor. ! Y doit se connecter aux bases de votre étage de pilote de porte BJT.

Cependant, si votre objectif est des temps de montée et de descente rapides à partir du FET et de ne pas en apprendre davantage sur les BJT, vous devriez probablement utiliser un circuit intégré de pilote de porte commercial. Recherchez les options d'IR / Infineon, Texas Instruments, Intersil ou Maxim.

Voici une option à faible coût de TI:

UCC27517

— John D
source

Que dois-je utiliser à la place alors? J'ai d'abord essayé avec le PNP entre la grille et le 12V, mais il a commencé à fumer.

— user95482301

Serait-il également judicieux d'utiliser un opamp à la place, comme le LM358P?

— user95482301

Réponse modifiée pour répondre aux commentaires.

— John D

@ user95482301: si vous pouvez vous permettre d'utiliser un CI, je suggère d'utiliser un CI de convertisseur / pilote de niveau dédié comme proposé dans ma réponse.

— Curd

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L'IR2101 est également un bon choix. Je ne sais pas où vous avez vu le prix élevé de l'UCC27517, c'est 0,49 $ (1ku) sur le site Web de TI et ils vous enverront 10 pc gratuitement comme échantillons si vous les demandez sur le site Web. C'est dans un package SOT-23 qui est assez facile à manipuler pour le prototypage, mais il semble que vous seriez plus à l'aise avec la partie IR.

— John D

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La première version - un suiveur émetteur push-pull devrait être bien si seulement le mosfet disponible maximum VGS = +4,3 V est suffisant. La résistance de pulldown d'environ 100 Ohm doit être insérée des émetteurs BJT vers GND pour assurer l'état d'arrêt du mosfet, car le PNP ne tire pas efficacement sous +0,7 V.En outre, une résistance d'amortissement de quelques Ohm insérée juste dans la borne de porte du mosfet devrait empêcher une certaine sonnerie provoquée par la capacité et l'inductance du fil.

Votre deuxième version a un raccourci. Pensez à l'itinéraire actuel Q2 base-> R3-> R2-> Q1 base.

L'émetteur suiveur n'a pas de saturation et donc pas de délai de désactivation en raison de la capacité de diffusion.

Comme d'autres réponses le proposent, utilisez un IC de pilote de porte. Il fait le travail avec un réglage zéro et une probabilité plus faible de se comporter impensablement pendant les transitions de tension de fonctionnement.

Addendum en raison du commentaire d'un intervenant qui indique que le courant est de 100 A

L'ampérage à 100 ampères nécessite une attention sérieuse et encore plus si le taux de commutation est élevé. Faites un essai en pilotant la porte à partir d'un générateur de signaux à onde carrée ordinaire de 50 Ohm Zout. Utilisez une fréquence de commutation basse et commencez avec un signal unipolaire supérieur à + 6 V pour plus de sécurité. L'oscilloscope en Vgs donne une idée de la charge importante à injecter et à retirer pour les transitions d'état dans le temps de transition souhaité. Cela détermine le courant d'entraînement voulu. L'oscilloscope en Vds révèle les Vgs nécessaires.

Les mesures décrites sont le sous-sol pour concevoir le pilote suffisamment capable.

— user287001
source

Le problème est que je dois changer 100A, donc Rdson doit être aussi petit que possible.

— user95482301

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@ user95482301 Si vous effectuez le test proposé avec un générateur de signaux, trouvez le niveau de sortie de générateur utilisable le plus bas pour des Vds suffisamment bas et publiez le tracé de l'oscilloscope à double trace de Vds et Vgs, vous obtiendrez très probablement un tas de conceptions appropriées. L'intrigue doit bien révéler les transitions. Vous devez utiliser la charge finale.

— user287001

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D'autres personnes ont déjà suggéré des pilotes IC MOSFET. On dirait que vous voulez vraiment faire un pilote discret.

Voici un circuit et c'est essentiellement ce qui serait à l'intérieur d'un circuit intégré de pilote. Il en résulte une commutation de 100 A avec un temps de transition d'environ 100 ns pour maintenir la dissipation de puissance du MOSFET au minimum.

Q1 est un simple convertisseur de niveau inverseur pour obtenir l'oscillation du signal à 12 Volts. M2 et M3 forment un pilote push-pull MOSFET. R4 et R5 sont là pour limiter le courant de traversée afin d'éviter d'endommager M2 et M3, car lorsque leurs portes passeront de 0 à 12V, elles seront toutes les deux allumées pendant une petite fraction de temps.

Sans R4 et R5, le courant de traversée dépasserait leurs valeurs nominales de courant de drain maximales. Dans un circuit intégré réel, M2 et M3 seraient suffisamment petits pour avoir un Rds-on suffisamment élevé au lieu de mettre des résistances réelles.

De plus, M2 / M3 fait une inversion pour revenir à la logique normale. Enfin, M3 sert de pilote à courant élevé pour gérer le courant de 100 ampères.

Notez qu'il y a environ 2 us de retard dans l'arrêt de M1. Si vous ne commutez pas votre charge à une fréquence élevée, ce 2us ne vous inquiéterait pas.

Je ne recommanderais certainement pas d'utiliser ces pièces; Je viens de les choisir parmi ce que LTspice avait. Par exemple, M1 est limité à 35 A en continu, alors remplacez ces pièces par quelque chose de approprié pour votre conception et relancez la simulation. Testez ensuite dans votre prototype pour confirmer les performances. Quoi qu'il en soit, ce circuit pourrait être un bon point de départ pour vous.

— Vince Patron
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> Voici un circuit. un bon circuit. Je suggérerais que le PO fasse une analyse de la quantité de courant dont il a besoin pour livrer dans la porte. s'il commute une charge de 100a, c'est un mosfet très costaud. à des fréquences modérées, il devra probablement fournir plusieurs amplis (crête) dans la porte.

— dannyf

pour que le circuit ci-dessus le fasse, vous devez réduire les deux résistances 22R. puis le problème de la fusillade apparaît et vous avez géré le temps mort.

— dannyf

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La principale cause de ralentissement ici est "la même ancienne et si typique aujourd'hui", c'est "aucune astuce utilisée pour garder le commutateur BJT rapide". Les astuces manquantes sont 1) condensateur de vitesse, mettre 50 pf en parallèle avec R2 2) empêcher la saturation par serrage, cela signifie mettre une diode à faible chute vers l'avant à Q1 de b à c pour aspirer le courant de base excessif. Une diode schottky est bonne, une diode au germanium est passable. Anode de diode à b, cathode à c. J'ai essayé d'insérer ces astuces en tant que montage, mais le pair l'a rejeté (plus de minuteries plus vivantes dans le pair?)

— user287001

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Cela ressemble à une excellente amélioration. A probablement été rejetée car elle serait plus appropriée comme autre réponse. Veuillez l'afficher en tant que nouvelle réponse. Nous en tirerons tous des leçons. Ou je vais l'essayer plus tard et modifier cette réponse m

— Vince Patron

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La commutation rapide de 100 ampères est dangereuse, sinon pour vous, pour la durée de vie du circuit.

Supposons 4 "de fil, quelque part. C'est environ 0,1 uH. Approximativement. Je suis très heureux de supposer qu'un mètre de fil soit 1 inductance microHenry, car je peux exécuter des calculs prudents au dos de l'enveloppe et esquiver les dommages majeurs.

Permet de désactiver ces 100 ampères en 10 nanoSecondes. Avec inductance 0,1 uH en source ou en drain. Ce qui se produit?

V = L * ré je / ré T

$V = L * dI/dT$

V = 100 n une n o H e n r y * 100 une m p s / dix n une n o S e c o n ré s

$V = 100nanoHenry * 100 amps/10 nanoSeconds$ . Le "nano" annule. Nous avons 100 * 100/10, soit UN MILLE VOLTS.

Si dans le drain, vous venez d'essuyer le MOSFET de puissance.

Si vous êtes dans la source, vous obtiendrez probablement un comportement de rétroaction négative qui empêche la désactivation pendant de nombreuses nanosecondes. J'ai personnellement vu cela se produire, avec de longs fils de test dans des pilotes 9 ampères.

— analogsystemsrf
source

C'est vraiment un bon point. Je suis surpris que personne n'en ait parlé auparavant. Peut-être que quelqu'un d'autre pourrait aussi faire un commentaire?

— user95482301

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Existe-t-il un remède à ce problème? Ou devrais-je aborder le problème de la limitation de courant d'une autre manière, par exemple avec des résistances? Et n'est-ce pas un problème général, même pour un interrupteur d'alimentation SPST ordinaire? Je vais également utiliser cette méthode pour OVP / UVP / OCP pour mon parc de batteries, qui serait en état de marche constant, mais avec un seul événement de commutation. Je suppose que ce que vous décrivez serait également pertinent dans un événement sur-actuel. Serait-ce suffisant d'avoir un zener évalué à 1000V? Je suppose que la puissance nominale ne devrait pas être beaucoup.

— user95482301

Correction: V=L∗di(t)/dtnon V=L∗dt/dT. Source: en.wikipedia.org/wiki/Inductance .

— Gabriel Staples

Comment y remédier? Utilisez des plans de masse sous les fils et les traces, si les fils utilisent ensuite du ruban adhésif pour maintenir les fils contre le plan, utilisez des packages MOSFET à faible inductance, dispersez le courant à travers plusieurs MOSFET et utilisez des amortisseurs RC (un sur chaque MOSFET pour assurer de petites distances) pour absorber momentanément l'énergie du champ magnétique et dissiper l'énergie.

— analogsystemsrf

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Il existe des circuits intégrés de pilotes de conversion de niveau uniquement à cette fin, par exemple DS0026 ou MC34151 .

Ils ont des entrées compatibles TTL / CMOS et ont des temps de montée et de descente rapides et sont capables de piloter des courants assez élevés; toutes les fonctionnalités nécessaires pour activer et désactiver rapidement les MOSFET.

— fromage blanc
source

Serait-il possible d'utiliser simplement un ampli op à la place?

— user95482301

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J'ai trouvé une réponse à ma question: "Allumage et extinction rapides pour éviter une dissipation excessive de la puissance de fonctionnement de l'appareil en mode linéaire. Cela nécessite un appareil qui peut déplacer très rapidement une cargaison de courant. Un 741 ne fonctionne tout simplement pas couper la moutarde. "

— user95482301

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Un OpAmp présente les inconvénients suivants: (1) il ne peut pas commuter aussi rapidement (2) il ne peut pas fournir autant de courant qu'un IC de convertisseur / pilote de niveau spécialisé. Cela entraîne une charge / décharge plus lente de la porte MOSFET, ce qui entraînera une plus grande dissipation de puissance dans le MOSFET.

— Curd

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<pourquoi 0-6v?

L'émetteur de Q2 est de 0,7 V au-dessus de la base de Q2, qui est de 0 à 5 V. Voilà votre réponse.

— dannyf
source

Oui. Je pensais que Q1 le porterait à 12V, mais je me trompe évidemment :)

— user95482301

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Je suis un peu inquiet que la tension de la grille ne baisse pas suffisamment, par exemple, semble rester à environ 400 mV. Bien que le sol semble être lu à 250 mV, la planche à pain est peut-être juste merdique. Quelle doit être la tension de la grille pour empêcher toute accumulation de chaleur lorsque le signal est constamment bas (désactivé)?

Il semble que le MOSFET M1 n'obtienne pas un chemin de faible résistance pour une mise hors tension correcte. Il peut être fourni via un transistor à GND. De cette façon, la porte M1 se déchargera rapidement.

— Pandey
source