Condensateurs de couplage AC pour interfaces différentielles à grande vitesse

Pouvez-vous m'expliquer pourquoi et où mettre des condensateurs de couplage AC (généralement autour de 0,1 uF) sur des interfaces série différentielles à haute vitesse (1 ... 5 GHz) (comme SerDes pour les modules SFP Gigabit Ethernet)?

D'après ce que j'ai lu, les bouchons doivent être placés aussi près que possible des broches du récepteur. Toute référence légitime est la bienvenue.

[CHIP1 RX+]--||-------------[CHIP2 TX+]
[CHIP1 RX-]--||-------------[CHIP2 TX-]
            0.1uF


[CHIP1 TX+]-------------||--[CHIP2 RX+]
[CHIP1 TX-]-------------||--[CHIP2 RX-]
                       0.1uF

Merci d'avance

MISE À JOUR:

J'ai reçu une réponse du fabricant du circuit intégré et il m'a conseillé de rapprocher les capuchons de l'émetteur. Il semble donc que l'emplacement réel dépend de la façon dont le circuit intégré fonctionne. Il y a quelque temps, il y avait un avis complètement opposé d'un autre fabricant.

Les condensateurs de couplage sont généralement placés à proximité de la source de l'émetteur.

En collaboration avec le Dr Johnson, nous devons déterminer la distance. La vitesse de propagation des signaux sur la plupart des types de cartes FR4 est d'environ c / 2. Cela équivaut à environ 170 ps par pouce pour les couches internes et plus à 160 ps par pouce pour les couches externes.

En utilisant une interface standard fonctionnant à 2,5 Gb / s, l'intervalle unitaire est de 400ps, donc selon cela, nous devrions être bien à moins de 200 ps de l'émetteur. Si cette interface a été implémentée dans un circuit intégré, vous devez vous rappeler que les fils de liaison font partie de cette distance. Vous trouverez ci-dessous un aperçu un peu plus approfondi du problème.

En pratique, les dispositifs de couplage sont placés le plus près possible du dispositif émetteur. Cet emplacement varie naturellement en fonction de l'appareil.

Maintenant, le condensateur. Il s'agit d'un appareil RLC à ces vitesses, et la plupart des appareils sont bien au-dessus de l'auto-résonance dans les applications multi-gigabits. Cela signifie que vous pourriez bien avoir une impédance importante supérieure à la ligne de transmission.

Pour référence, l'auto-inductance pour quelques tailles d'appareils: 0402 ~ 0,7nH 0603 ~ 0,9nH 0805 ~ 1,2nH

Pour contourner les problèmes de dispositifs à haute impédance (un problème majeur dans PCI express en raison de la nature de la formation de liaison), nous utilisons parfois des dispositifs dits à géométrie inverse car l'auto-inductance des pièces est considérablement plus faible. La géométrie inversée est exactement ce qu'elle dit: un appareil 0402 a les contacts 04 séparés, alors qu'un appareil 0204 utilise le 02 comme distance entre les contacts. Une pièce 0204 a une valeur d'inductance propre typique de 0,3 nH, ce qui réduit considérablement l'impédance effective de l'appareil.

Passons maintenant à cette discontinuité: elle va produire des reflets. Plus cette réflexion est éloignée, plus l'impact sur la source (et la perte d'énergie, voir ci-dessous) est important dans la plage de distance de 1/2 du temps de transition du signal; au-delà, cela fait peu de différence.

À une distance de 1/2 du temps de transition ou plus loin de la source, la réflexion peut être calculée en utilisant l'équation du coefficient de réflexion ([Zl - Zs] / [Zl + Zs]). Si la réflexion est générée plus près de sorte que la réflexion effective soit inférieure à celle-ci, nous avons effectivement réduit le coefficient de réflexion et réduit l'énergie perdue. Plus une réflexion connue peut être proche de l'émetteur, moins elle aura d'effet sur le système. C'est la raison pour laquelle les vias de dérivation sous les appareils BGA avec des interfaces à grande vitesse se font le plus près possible de la balle. Il s'agit de réduire l'effet des reflets.

À titre d'exemple, si je place le condensateur de couplage (pour la liaison 2,5 Gb / s) à 0,1 pouce de la source, la distance équivaut à un temps de 17ps. Le temps de transition de ces signaux étant généralement limité à 100 picosecondes au maximum, le coefficient de réflexion est donc de 17%. Notez que ce temps de transition équivaut à des artefacts de signalisation à 5 GHz. Si nous plaçons l'appareil plus loin (au-delà du temps de transition / limite 2), et utilisons les valeurs typiques pour 0402 100nH, nous avons Z (cap) = 22 ohms, Z (piste) environ 50 ohms, et nous avons donc une réflexion coefficient d'environ 40%. La réflexion réelle sera pire en raison des coussinets de l'appareil.

D'abord pourquoi utiliseriez-vous un couplage AC? Du Dr Johnson, voici trois raisons courantes pour lesquelles vous voudrez peut-être les utiliser:

• Pour modifier le niveau de polarisation CC lors de l'interconnexion de familles logiques avec différents seuils de commutation.
• Pour fournir une interface amovible qui peut être mise à la terre sans endommager les pilotes de sortie.
• Lorsqu'il est combiné avec une signalisation différentielle et un couplage de transformateur, pour connecter des boîtiers sans nécessiter de connexion CC entre les deux châssis de produit.

L'option du milieu est l'une des principales raisons pour lesquelles nous le faisons avec des cartes à puce amovibles par exemple.

Maintenant où placer. Tout condensateur de couplage CA que vous placez dans votre ligne de signal sera un point d'impédance inférieur et provoquera donc une réflexion négative vers la source. Le fait que cette réflexion revienne ou non puis interfère avec d'autres bits est déterminé par la vitesse de votre signal et la distance de ce point de réflexion de votre émetteur.

Toujours à partir d'un autre exemple de Johnson, il suggère que pour éviter cet ISI, vous devez placer vos bouchons dans "beaucoup moins de 1/2 intervalle de bauds". Étant donné l'exemple d'une liaison serdes à 10 Gbit / s avec un temps de bits de 100 ps, ​​il suggère que cela donnerait une distance inférieure à 100 mils. Il explique ensuite comment réduire la capacité parasite de vos bouchons et leur point de réflexion à faible impédance.

Étendre cette ligne de pensée à 1,5 Gbps avec un temps de 667ps, soit un temps d'environ 4 ou 5 pouces, et en prendre un 10e vous donne environ un demi-pouce. Cela me semble assez conservateur, mais c'est probablement le point. Dans la pratique, j'ai mis des capuchons de blocage pour pcie directement sur le connecteur, mais encore une fois, je place le point de réflexion des capuchons avec le connecteur.

Votre question est vraiment liée à la théorie des lignes de transmission et au fonctionnement des réflexions. En lisant cela, peut-être en faisant des simulations si vous avez accès à un outil, ou une simple expérience de carte avec des bouchons à différents endroits devrait vous aider à déterminer la meilleure approche pour votre application.

Pourquoi voudriez-vous ajouter des condensateurs de couplage AC à vos signaux haute vitesse? Ils ajoutent des discontinuités d'impédance qui ne peuvent que nuire à l'intégrité du signal (?).

La RAISON que le couplage AC soit utilisé dans la signalisation à haute vitesse (USB3 / PCIe / DisplayPort / ...) est que les fabricants de circuits intégrés puissent disposer de différentes alimentations qui correspondent mieux à leur architecture.

Par exemple, HDMI a 4 paires différentielles. Chaque signal se termine par 50 ohms à 5V. Si vous concevez un IC avec HDMI, vous devez également disposer d'une alimentation 5V. Il s'agit d'une douleur grave dans le cul qui ajoute des coûts et de la complexité supplémentaires.

DisplayPort utilise un couplage AC sur les signaux haute vitesse pour que chaque fabricant de circuits intégrés puisse utiliser ce que l’alimentation convient le mieux à ses besoins.

Le couplage CA a ses propres défis. En plus des discontinuités que le condensateur de couplage CA ajoute, il y a généralement une sorte d'initialisation / équilibrage requis (généralement une chaîne de 0 et de 1) pour s'assurer que le décalage DC est supprimé de la ligne avant le début de la communication. Une fois la communication commencée, il faut veiller à maintenir la ligne équilibrée en envoyant le même nombre de 0 et de 1. (voir codage 8b / 10b)

1) Vous devez d'abord calculer l'impédance totale du condensateur à l'aide de la formule:

Les valeurs ESR et ESL sont fournies par les fabricants (ou utilisez simplement une courbe d'impédance dans une fiche technique pour trouver l'impédance à la fréquence d'intérêt). Un bon capuchon en céramique à faible ESL peut avoir environ 0,5 Ohm à 1 GHz.

2) Si la valeur est beaucoup plus petite que l'impédance caractéristique de la ligne, peu importe où vous la mettez sur la ligne: à l'émetteur ou au récepteur.

Lors de l'ajout du condensateur près de RX, si l'impédance est petite, il est en série avec la résistance de terminaison (ou quoi que ce soit au RX) et ne devrait pas affecter matériellement l'intégrité du signal (50 Ohm + 0 Ohm = 50 Ohm).

3) L'emplacement idéal du capuchon est au TX, car le signal réfléchi "s'additionnera" au signal transmis. En cas de positionnement sur le RX, le signal réfléchi peut s'ajouter au symbole suivant (dépend du délai d'une ligne) créant ISI.

Ainsi, en général, les exigences de position (à TX ou RX) dépendent de la fréquence d'intérêt et de l'impédance totale du condensateur à cette fréquence.

Dans votre cas, Z ne peut pas être beaucoup plus petit que Z0. Pour 1 GHz, la réactance inductive uniquement peut être d'environ 6 Ohm (en supposant 1 nH ESL, L * 2 * pi * f). Ainsi, pour ces hautes fréquences (1 GHz et plus), le capuchon doit être idéalement situé près de TX, pas près de RX.

Mais pour les fréquences plus basses, lorsque l'impédance du condensateur peut être négligée (par rapport à Z0), le condensateur peut être placé du côté RX (comme cela se fait parfois dans la pratique) sans dommage matériel pour l'intégrité du signal.

MISE
À JOUR Pour le cas du "petit" Z, il est clair d'en haut.

Dans le cas d'un "grand" Z, une règle améliorée serait:
- pour une terminaison de source, placer un condensateur de couplage sur le récepteur.
- pour une terminaison de charge, placez un condensateur de couplage sur l'émetteur.
- pour une terminaison source de charge (double), cela n'a pas d'importance.

En particulier, pour un cas de terminaison de source, la recommandation de placer un condensateur de découplage sur l'émetteur est erronée . Z est en série avec Z0 (ajouté). Il y a un impact négatif direct sur la réflexion. Alors que si Z est au niveau du récepteur (en supposant qu'il est proche de lui), il n'y a pas d'effet négatif (Z est ajouté à une grande résistance de charge, Z + infini = infini).