Bonne question, mais vous avez abordé diverses choses qui nécessitent des explications. La réponse n'est pas aussi simple que vous l'espériez probablement si vous voulez bien faire les choses. Il y a un certain nombre de problèmes.
La puissance est généralement modulée par PWM de nos jours. PWM signifie modulation de largeur d'impulsion , et signifie que vous alternez rapidement entre le claquement de quelque chose de plein et le plein. Si vous le faites assez rapidement, l'appareil qui reçoit la puissance ne voit que la moyenne. Ceci est si courant que la plupart des microcontrôleurs ont des générateurs PWM intégrés. Vous configurez le matériel avec une période spécifique, puis tout ce que vous avez à faire est d'écrire une nouvelle valeur dans un registre et le matériel modifie automatiquement le rapport cyclique, qui est la fraction du temps pendant laquelle la sortie est activée. Vous pouvez faire fonctionner un moteur à balais CC à quelques 10s de PWM Hz, et il ne peut pas faire la différence entre cela et le courant continu moyen. Pour l'empêcher de faire des gémissements audibles, vous pouvez l'exécuter à 24 kHz PWM. Les alimentations à découpage fonctionnent en grande partie sur ce principe, et fonctionnent à des fréquences élevées de 10 kHz à 100 secondes sous contrôle du processeur, ou sur une fréquence MHz à partir d'une puce dédiée.
Un gros avantage de piloter des choses avec des impulsions marche / arrêt est qu'aucune alimentation n'est perdue dans le commutateur. Le commutateur ne peut pas dissiper de puissance lorsqu'il est éteint car le courant est de 0, ou lorsqu'il est allumé car la tension à travers elle est de 0. Les transistors font de très bons commutateurs pour cela, et ne dissiperont que la puissance pendant la transition entre le courant et le courant. hors états. L'une des limites supérieures de la fréquence PWM est de s'assurer que le commutateur passe la plupart de son temps allumé ou éteint et pas beaucoup de temps entre les deux.
Vous pourriez penser que cela semble facile. Il vous suffit de brancher le bon type de transistor comme interrupteur pour impulser la puissance du Peltier et de le chasser de la sortie PWM inévitable de votre microcontrôleur. Malheureusement, ce n'est pas si facile à cause du fonctionnement de Peltiers.
La puissance de refroidissement d'un Peltier est proportionnelle au courant. Cependant, le Peltier a également une résistance interne qui s'échauffe en raison du courant. La chaleur dissipée par une résistance est proportionnelle au carré du courant. Ces deux effets rivalisent dans un refroidisseur Peltier. Étant donné que le chauffage interne va avec le carré du courant, mais que la puissance de refroidissement n'est que proportionnelle au courant, il y a finalement un point où le courant supplémentaire provoque plus de chauffage que le refroidissement supplémentaire ne peut en éliminer. C'est le courant de refroidissement maximum, ce que le fabricant devrait vous dire à l'avance.
Maintenant, vous pensez probablement, OK, je vais PWM entre 0 et ce courant de refroidissement maximum (ou tension). Mais ce n'est toujours pas aussi simple pour deux raisons. Tout d'abord, le point de refroidissement maximal est également le point le moins efficace (en supposant que vous êtes assez intelligent pour ne pas le faire dépasser le point de refroidissement maximal). Une impulsion à ce moment-là entraînerait la plus grande consommation d'énergie pour la quantité de refroidissement, ce qui signifie également le plus de chaleur à éliminer pour la quantité de refroidissement. Deuxièmement, les grands cycles thermiques sont mauvais pour Peltiers. Toute cette contraction et cette expansion différentielles finissent par casser quelque chose.
Donc, vous voulez faire fonctionner un Peltier à une tension ou un courant doux et agréable, ne variant que lentement pour répondre aux demandes de température. Cela fonctionne bien pour le Peltier, mais vous avez maintenant un problème avec l'électronique de conduite. L'idée sympa d'un interrupteur tout ou rien ne dissipant aucune puissance ne s'applique plus.
Mais attendez, c'est toujours possible. Il vous suffit d'insérer quelque chose qui adoucit les impulsions marche / arrêt avant que le Peltier ne les voie. En fait, c'est essentiellement ce que font les alimentations à découpage. Tout ce qui précède était une façon de présenter la solution, ce qui, à mon avis, n'aurait pas eu de sens sans le contexte. Voici un circuit possible:
Cela semble plus compliqué qu'il ne l'est car il y a deux commutateurs pilotés par PWM. Je vais vous expliquer pourquoi sous peu, mais pour l'instant, faites comme si D2, L2 et Q2 n'existaient pas.
Ce type particulier de FET à canal N peut être piloté directement à partir d'une broche de microcontrôleur, ce qui rend l'électronique de pilotage beaucoup plus simple. Chaque fois que la porte est haute, le FET est activé, ce qui court-circuite l'extrémité inférieure de L1 à la masse. Cela crée un courant à travers L1. Lorsque le FET est à nouveau désactivé, ce courant continue de circuler (bien qu'il diminue avec le temps) jusqu'à D1. Puisque D1 est lié à l'alimentation, l'extrémité inférieure de L1 sera un peu plus élevée que la tension d'alimentation à ce moment-là. L'effet global est que l'extrémité inférieure de L1 est commutée entre 0V et la tension d'alimentation. Le rapport cyclique du signal PWM sur la grille de Q1 détermine le temps relatif passé bas et haut. Plus le rapport cyclique est élevé, plus la fraction du temps L1 est conduite à la masse.
OK, c'est juste PWM de base à travers un interrupteur d'alimentation. Cependant, notez que ce n'est pas directement lié au Peltier. L1 et C1 forment un filtre passe-bas. Si la fréquence PWM est assez rapide, alors très peu du signal crête-crête 0-12 V au bas de L1 arrive en haut de L1. Et, rendre la fréquence PWM assez rapide est précisément ce que nous prévoyons de faire. J'exécuterais probablement cela au moins à 100 kHz, peut-être un peu plus. Heureusement, ce n'est pas vraiment difficile pour de nombreux microcontrôleurs modernes avec leur matériel PWM intégré.
Il est maintenant temps d'expliquer pourquoi Q1, L1 et D1 sont dupliqués. La raison en est une capacité plus actuelle sans avoir à obtenir différents types de pièces. Il y a aussi un avantage secondaire en ce que la fréquence PWM L1 et L2 ainsi que C1 doivent filtrer est le double de ce que chaque commutateur est entraîné. Plus la fréquence est élevée, plus il est facile de filtrer et de ne laisser que la moyenne.
Vous voulez près de 6A de courant. Il existe certainement des transistors à effet de champ et des inducteurs disponibles qui peuvent gérer cela. Cependant, les types de transistors FET qui sont facilement pilotés directement à partir d'une broche de processeur ont des compromis en interne qui ne permettent généralement pas un courant aussi élevé. Dans ce cas, j'ai pensé qu'il valait la peine de pouvoir piloter deux FET directement à partir des broches du processeur que de minimiser le nombre absolu de pièces. Un FET plus grand avec une puce de pilote de porte ne vous économiserait probablement pas d'argent par rapport à deux des FET que je montre, et les inducteurs seront également plus faciles à trouver. Coilcraft RFS1317-104KL est un bon candidat, par exemple.
Notez que les deux portes sont entraînées avec des signaux PWM déphasés de 180 ° l'un par rapport à l'autre. La capacité de le faire facilement dans le matériel n'est pas aussi courante que les générateurs PWM, mais il existe encore de nombreux microcontrôleurs qui peuvent le faire. Dans un pincement, vous pouvez les piloter tous les deux à partir du même signal PWM, mais vous perdez ensuite l'avantage de la fréquence PWM dont le filtre passe-bas a besoin pour se débarrasser du double de celui de chacun des signaux PWM individuels. Les deux moitiés du circuit exigeront également du courant de l'alimentation en même temps.
Vous n'avez pas à vous soucier exactement de la tension ou du courant résultant pour le Peltier d'un cycle de service PWM, bien que je comprenne ce qui entraîne le point de refroidissement maximal et ne définisse jamais le cycle de fonctionnement plus haut que celui du micrologiciel. Si la tension d'alimentation est le point de refroidissement maximum, vous n'avez pas à vous en préoccuper et vous pouvez aller jusqu'au cycle de service à 100%.
Au niveau suivant au-dessus du cycle de service PWM dans le firmware, vous aurez besoin d'une boucle de contrôle. Si cela est fait correctement, cela entraînera automatiquement le refroidissement du refroidisseur initialement, puis s'éteindra lorsque la température se rapprochera du point de consigne. Il existe de nombreux schémas de contrôle. Vous devriez probablement vous pencher sur le PID (proportionnel, intégral, dérivé), non pas parce qu'il est le meilleur ou le plus optimal, mais parce qu'il devrait fonctionner suffisamment bien et qu'il y a beaucoup d'informations à ce sujet.
Il y a beaucoup plus à aborder ici, et peaufiner les paramètres PID pourrait être un livre à part entière, mais cela demande déjà très longtemps pour une réponse ici, donc je vais arrêter. Posez plus de questions pour obtenir plus de détails.
Filtrer les valeurs des pièces
La plupart du temps, j'ai retiré les valeurs de l'inductance et du condensateur de l'air, mais en fonction de l'intuition et de l'expérience, ces valeurs seraient suffisamment bonnes. Pour ceux qui ne sont pas habitués à ces choses, voici une analyse détaillée qui montre que l'ondulation PWM est en effet atténuée à l'oubli. En fait, le faire descendre à quelques pour cent de la moyenne DC serait suffisant, mais dans ce cas, ils sont clairement réduits bien en deçà des niveaux qui importent.
Il existe plusieurs façons de voir un filtre LC. Une façon consiste à considérer les deux parties comme un diviseur de tension, l'impédance de chaque partie dépendant de la fréquence. Une autre façon est de trouver la fréquence de coupure du filtre passe-bas et de voir combien de fois la fréquence que nous essayons d'atténuer est plus élevée. Ces deux méthodes devraient aboutir à la même conclusion.
La magnitude d'impédance d'un condensateur et d'une inductance sont:
Z cap = 1 / ωC
Z ind = ωL
où C est la capacité en Farads, L l'inductance en Henrys, ω la fréquence en radians / seconde et Z la magnitude de l'impédance complexe résultante en Ohms. Notez que ω peut être étendu à 2πf, où f est la fréquence en Hz.
Notez que l'impédance du capuchon diminue avec la fréquence à mesure que l'impédance de l'inductance augmente.
La fréquence de coupure du filtre passe-bas est lorsque les deux amplitudes d'impédance sont égales. À partir des équations ci-dessus, cela ressort
f = 1 / (2π sqrt (LC))
qui est 734 Hz avec la valeur de pièce indiquée ci-dessus. La fréquence PWM de 100 kHz est donc environ 136 fois cette fréquence de rolloff. Comme cela dépasse largement la zone "genou" du filtre, il atténuera un signal de tension par le carré de celui-ci, qui est environ 19k fois dans ce cas. Après que le fondamental d'une onde carrée de 12 Vpp ait été atténué 19 000 fois, rien de significatif pour cette application ne restera. Les harmoniques restants seront encore plus atténués. L'harmonique suivante dans une onde carrée est la troisième, qui sera atténuée 9 fois plus que la fondamentale.
La valeur actuelle des inductances est quel que soit le courant de crête qu'elles doivent pouvoir supporter. Je vois que j'ai fait une erreur là-bas, maintenant que j'y regarde de plus près. Dans un convertisseur abaisseur typique, le courant de crête de l'inductance est toujours un peu plus élevé que la moyenne. Même en mode continu, le courant d'inductance est idéalement une onde triangulaire. La moyenne étant le courant de sortie global, les pics sont nettement plus élevés.
Cependant, cette logique ne s'applique pas à ce cas particulier. Le courant maximum est à 100% PWM, ce qui signifie que le 12 V est appliqué directement au Peltier en continu. À ce stade, les courants d'inductance moyenne et crête totaux sont les mêmes. Aux courants inférieurs, les courants d'inductance sont un triangle, mais la moyenne est également inférieure. Au final, vous n'avez besoin que des inductances pour gérer le courant de sortie continu maximum. Étant donné que le courant maximal total à travers le Peltier est d'environ 6 A, chaque inductance ne doit pouvoir gérer que 3 A. Les inductances de 3,5 A fonctionneraient toujours très bien, mais les inductances de 3 A seraient également assez bonnes